29-Electronica-Analogica-Curs.pdf

UNIVERSITATEA DIN CRAIOVA Facultatea de inginerie în electromecanică, mediu şi informatică industrială

EUGEN SUBŢIRELU

ELECTRONICĂ ANALOGICĂ -suport curs-

2010

EUGEN SUBŢ SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ELECTRONIC Ă ANALOGICĂ ANALOGICĂ - CURS

PREFAŢĂ Materialul prezentat constituie o extensie a suportului de curs şi se adresează adresează studenţ studenţilor anului II ai Facultăţ Facultăţii ii de Inginerie în Electromecanică Electromecanic ă, Mediu şi Informatică Informatic ă Industrială Industrială din cadrul Universităţ Universităţii ii din Craiova. Domeniul la care se refer ă acest curs este cel al electronicii analogice în general, cu prezentarea principalelor dispozitive electronice şi al unor aplicaţ aplica ţii ale lor în circuite analogice curente. În prezentarea fiecă fiec ărui dispozitiv s-a urmă urm ărit o tratare pragmatică pragmatic ă, insistându-se pe aspectele practice-aplicative ale definirii şi funcţ funcţionă ionării acestuia, neintrând în noţ no ţiuni de definire la nivelul fizicii semiconductoarelor. S-au descris totuş totu şi şi câteva fenomene la nivel “micro” pentru a înţ înţelege unele noţ noţiuni care stau la baza funcţ func ţionă ionării tuturor dispozitivelor electronice active bazate pe semiconductoare . prezintă câteva noţ noţiuni generale despre semnale analogice (definire, notaţ nota ţii Capitolul 1 prezintă folosite mai departe în curs) şi componente de bază baz ă pasive din construcţ construcţia circuitelor electronice (rezistenţ (rezistenţe, condensatoare, bobine). folose şte o joncţ joncţiune Capitolul 2 descrie primul dispozitiv electronic care foloseş semiconductoare şi anume dioda semiconductoare (redresoare, stabilizatoare). Este prezentat simbolul, principiul de funcţ func ţionare, modele folosite în proiectare şi câteva aplicaţ aplicaţii. Capitolul 3 se refer ă la cel mai utilizat dispozitiv electronic activ şi anume tranzistorul bipolar: structur ă, funcţ funcţionare, tipuri de conexiuni, scheme de polarizare, rela ţii fundamentale între curenţ curenţi şi teensiuni. Sunt evidenţ eviden ţiate etapele care trebuiesc parcurse la proiectarea, respectiv analiza circuitelor cu tranzistoare bipolare. performan ţe deosebite, folosite Capitolul 4 este dedicat unor dispozitive electronice cu performanţ atât în circuite integrate cât şi sub formă formă de componente distincte în circuite care necesit ă impedanţă impedanţă mare mare de intrare, liniaritate bună bun ă, zgomot redus. Sunt prezentate tranzistoarele cu efect de câmp (TEC) şi anume cele cu baza joncţ jonc ţiune (TEC-J) şi cele cu baza izolată izolată (TEC-MOS) împreună împreună cu câteva aplicaţ aplica ţii reprezentative. prezintă alte dispozitive electronice, ca şi componente elementare folosite Capitolul 5 prezintă în aplicaţ aplicaţii de electronică electronic ă de putere (tiristorul, GTO-ul, triacul, etc.) precum şi în aplicaţ aplicaţii care folosesc radiaţ radiaţia luminoasă luminoasă, atât pentru afiş afişare cât şi pentru transmiterea semnalelor (dispozitive optoelectronice). ocupă de unele din cele mai utilizate circuite electronice, realizate în Capitolul 6 se ocupă tehnologie integrată integrat ă azi şi anume amplificatoarele operaţ opera ţionale. Este prezentată prezentată funcţ funcţionarea lor, o serie de parametrii specifici precum şi aplicaţ aplicaţii liniare: amplificatorul inversor, neinversor, sumator, diferenţ diferenţial, integrator, derivator. Sunt prezentate circuitele care fac trecerea de la domeniul analogic al valorilor continue la domeniul deciziilor, al valorilor binare: este vorba de comparatoarele simple (cu un singur prag) sau cu histerezis (cu memorie). De asemenea sunt prezentate aplicaţ aplicaţii neliniare ale AO şi anume redresorul monoalternanţă monoalternan ţă şi redresorul bialternanţă bialternanţă.. Cei interesaţ interesaţi în înţ înţelegerea aprofundată aprofundată a structurii interne, a parametrilor electrici precum şi a altor performanţ performan ţe ale diverselor dispozitive electronice, precum şi a unor relaţ rela ţii de calcul mai complexe necesare în cercetarea func ţionă ionării circuitelor electronice analogice trebuie să consulte bibliografia prezentată prezentată. Craiova, 01 iunie 2010 Autorul

2

Cuprins 1. INTRODUCERE ÎN ELECTRONICA ANALOGICĂ ANALOGIC Ă .......................................................... .............................................................. .... 6 1.1. Semnale analogice ......................................... ......................................................................... .............................................................. ....................................... ......... 6 1.1.1. Clasificare, definire, mă m ărimi caracteristice .......................................................... ................................................................... ......... 6 1.1.2. Convenţ Conven ţie de notare a semnalelor utilizate în circuitele electronice ............................. 7 1.2. Elemente pasive de circuit........................................................... ........................................................................................ ......................................... ............ 8 2. DIODA SEMICONDUCTOARE ...................................................................... ............................................................................................. ....................... 14 2.1. Joncţ Joncţiunea PN................................................................ .............................................................................................. ..................................................... .......................14 2.2. Dioda semiconductoare ....................................................... ........................................................................................ ............................................... .............. 15 2.2.1. Simbol, structur ă şi funcţ funcţionare .......................................................... .................................................................................. ........................ 15 2.2.2. Circuit simplu cu diodă diod ă; dreapta de sarcină sarcin ă şi PFS al diodei ................................... ...................................... ... 16 2.2.3. Modele aproximative ale caracteristicii diodei ........................................................... ........................................................... 17 2.2.4. Redresarea folosind diode semiconductoare .................................. .............................................................. .............................. 19 2.3. Dioda stabilizatoare s tabilizatoare de tensiune (Zener); circuite de stabilizare ....................................... 24 2.4. Alte aplicaţ aplicaţii ale diodelor semiconductoare ......................................... ....................................................................... .............................. 25 2.4.1. Multiplicatorul de tensiune......................................................... ...................................................................................... ................................. .... 26 2.4.2. Circuite de limitare cu diode .............................................. ......................................................................... ......................................... .............. 26 2.4.3. Circuite formatoare de impulsuri ................................................................... ................................................................................ ............. 27 2.4.4. Circuite pentru refacerea componentei continue..................................................... ......................................................... .... 27 27 3. TRANZISTORUL BIPOLAR............................................................... ............................................................................................. .................................... ...... 28 3.1. Structura şi funcţ funcţionarea TB .............................................................. ............................................................................................. ................................. 28 3.2. Relaţ Relaţii fundamentale; modelul static al TB ............................................................. ........................................................................ ........... 29 3.3. Conexiunile şi caracteristicile TB ................................................................................. ...................................................................................... ..... 30 3.4. Dreapta de sarcină sarcin ă statică statică, punctul de funcţ func ţionare static şi regiunile de funcţ func ţionare ale TB ............................................................. ........................................................................................... ........................................................... ........................................................ ........................... 32 3.5. Circuite de curent continuu cu TB ..................................................................... ..................................................................................... ................ 34 3.6. Comportarea TB la semnal s emnal mic. Modele dinamice ....................................................... ............................................................ ..... 39 3.7. Funcţ Funcţionarea TB ca amplificator a mplificator de semnal mic................................................................ ................................................................ 43 3.8. Comportarea TB la înaltă înalt ă frecvenţă frecvenţă ........................................................ ................................................................................... ...........................45 4. TRANZISTORUL CU EFECT EF ECT DE CÂMP (TEC) ........................................................ ................................................................... ........... 46 4.1. Tranzistoarele TEC-J ............................... ............................................................ ........................................................... .............................................. ................ 46 4.1.1. Structura şi funcţ funcţionarea TEC-J ................................................................................ .................................................................................... 46 4.1.2. Tranzistoarele TEC-J. Aplicaţ Aplica ţii.............................. ii........................................................... ..................................................... ........................ 48 4.1.2.1. Divizor rezistiv controlat în tensiune ........................................................... ....................................................................... ............ 49 4.1.2.2. Sursa de curent constant .......................................................... ........................................................................................ .................................. 49 4.1.2.3. Repetor de tensiune compensat termic ......................................................... ..................................................................... ............ 49

EUGEN SUBŢ SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ELECTRONIC Ă ANALOGICĂ ANALOGICĂ - CURS 4.1.2.4. Amplificator de semnal mic cu TEC-J .......................................................... ..................................................................... ........... 50 4.2. Tranzistoarele TEC-MOS ..................................................................... ................................................................................................. .............................. 51 4.2.1. Structura şi funcţ funcţionarea TEC-MOS .......................................... ....................................................................... ................................. .... 52 4.2.2. Tranzistoarele TEC-MOS. Aplicaţ Aplica ţii ......................................................... ........................................................................... .................. 54 4.2.2.1. Inversorul CMOS .......................................................... .......................................................................................... ........................................... ........... 55 4.2.2.2. Amplificator cu TEC - MOS . .................................................................................. ...................................................................................... 56 5. ALTE DISPOZITIVE ELECTRONICE......................................................... ................................................................................... .......................... 57 5.1. Alte dispozitive semiconductoare cu jonc ţiune .......................................................... ................................................................. ....... 57 5.1.1. Tiristorul................................................. Tiristorul............................................................................... .............................................................. ....................................... ....... 57 5.1.1.1. Func ţ ionarea ionarea tiristorului ............................................................. ........................................................................................ ........................... 57 5.1.2. Tiristorul cu blocare pe poart ă (GTO-Gate Turn Off) ................................................ ................................................ 59 5.1.3. Triacul .............................................................................. ............................................................................................................. ........................................... ............ 60 5.1.4. Diacul ........................................................................... ......................................................................................................... ............................................... ................. 60 5.1.5. Tranzistorul unijoncţ unijonc ţiune (TUJ)...................................................... (TUJ).................................................................................. ............................ 61 5.2. Dispozitive optoelectronice..................... optoelectronice................................................... ........................................................... ............................................. ................ 62 5.2.1. Fotodetectori şi fotoelemente ........................................ ......................................................................... .............................................. ............. 63 5.2.1.1. Fotorezistor (LDR – Light Dependent Resistor) ...................................................... ..................................................... 63 5.2.1.2. Fotoelementul (celula fotovoltaic ă ) ....................................................... ......................................................................... .................. 64 5.2.1.3. Fotodiod ă ............................................................. ........................................................................................... .................................................... ...................... 65 5.2.1.4. Fototranzistorul ........................................................ ..................................................................................... ............................................... .................. 65 5.2.2. Fotoemiţă Fotoemiţători tori ............................................................ ......................................................................................... ................................................... ...................... 66 5.2.2.1. Dioda electroluminiscent ă ............................................................ ....................................................................................... ........................... 66 5.2.2.2. Afi şoare cu diode electroluminiscente .......................................................... ..................................................................... ........... 67 5.2.3. Alte dispozitive de afiş afi şare.................................................................................... ........................................................................................... ....... 69 5.2.3.1. Afi şaje (display-uri) cu cristale lichide .................................................................. ..................................................................... 69 5.2.3.2. Afi şaje (display-uri) cu plasm ă .......................................................... ................................................................................ ...................... 71 5.2.4. Optocuploare ........................................................ ...................................................................................... ....................................................... ......................... 72 6. AMPLIFICATOARE OPERAŢ OPERAŢIONALE (AO) ..................................................... ....................................................................... .................. 73 6.1. Funcţ Funcţionare. Parametrii P arametrii specifici. AO ideal ............................................................. ....................................................................... .......... 73 6.2. Aplicaţ Aplicaţii liniare ale AO ............................................. .......................................................................... ......................................................... ............................ 77 6.2.1. Circuitul repetor de tensiune .................................. .............................................................. ..................................................... ......................... 77 6.2.2. Amplificator neinversor ....................................................... ....................................................................................... ....................................... ....... 77 6.2.3. Amplificator inversor ............................................... ............................................................................. ................................................... ..................... 78 6.2.4. Amplificator sumator .................................................................. ................................................................................................ .................................. 79 6.2.5. Amplificator diferenţ diferen ţial............................................................................. ............................................................................................... .................. 80 6.2.6. Circuit integrator .................................................... ................................................................................. ..................................................... ........................ 81 6.2.7. Circuit derivator ....................................................... .................................................................................... ................................................... ...................... 83 6.2.8. Circuit comparator ...................................................................... .................................................................................................. ................................ .... 84 4

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS 6.2.8.1. Comparatoare simple (f ăr ă memorie). ..................................................................... 85 6.2.8.2. Comparatoare cu histerezis (cu memorie) ............................................................... 86 6.3. Aplicaţii neliniare ale AO .................................................................................................. 88 6.3.1. Redresor monoalternanţă............................................................................................. 88 6.3.2. Redresor bialternanţă................................................................................................... 88 BIBLIOGRAFIE ........................................................................................................................... 89 [1] Sever Paşca, Niculae Tomescu, István Sztojanov – Electronică analogică şi digital ă – Dispozitive şi circuite electronice fundamentale , Editura Albastr ă, Cluj Napoca, 2004 .............. 89 [2] Sever Paşca, Niculae Tomescu, István Sztojanov – Electronică analogică şi digital ă – Circuite analogice , Editura Albastr ă, Cluj Napoca, 2004............................................................. 89 [3] Edmond Nicolau (coord.) – Manualul inginerului electronist , Editura Tehnică, Bucureşti, 1988 ............................................................................................................................................... 89 [4] István Sztojanov, Sever Paşca – Analiza asistată de calculator a circuitelor electronice – Ghid practic Pspice, Editura Teora, 1997 .............................................................................................. 89 [5] Eugen Subţirelu – Dispozitive electronice şi circuite analogice, Noti ţ e pentru curs - anul II Electromecanică, Informatică Industrială, Ingineria şi protecţia mediului în industrie, 2008-2009 ....................................................................................................................................................... 89

5

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS

1. INTRODUCERE ÎN ELECTRONICA ANALOGICĂ Electronica analogic ă este parte a electronicii care se ocupă cu studiul echipamentelor electronice care produc, transmit, recepţionează, prelucrează, într-un cuvânt utilizează semnale analogice. În acest capitol sunt trecute succint în revistă câteva noţiuni despre semnalele analogice: definiţie; ecuaţie matematică; tipuri şi mărimi caracteristice. Deasemenea sunt prezentate în mod sintetic componentele pasive de bază folosite în circuitele electronice (rezistoare, condensatoare, bobine) cu principalele aspecte privitoare la structur ă, funcţionare (în cc/ca) şi utilizare practică.

1.1. Semnale analogice Prin semnal se înţelege o anumită formă de variaţie în timp a unei mărimi electrice sau neelectrice. În studiul circuitelor electronice se utilizează semnale de natur ă electrică (tensiuni, curenţi) ca purtătoare de energie şi mai ales informaţie. În continuare se vor prezenta câteva noţiuni generale despre cele mai întâlnite semnale întâlnite în practica electronic ă.

1.1.1. Clasificare, definire, mărimi caracteristice

În raport cu timpul, semnalele electrice prelucrate cu dispozitive electronice pot fi constante sau variabile (fig. 1.1).Cele care variaz ă continuu în timp se numesc semnale analogice. -sinusoidale -constante Semnale electrice

-periodice -nesinusoidale

-staţionare -neperiodice

-variabile în tim -nestaţionare

Fig. 1.1 Clasificarea semnalelor electrice dup ă evolu ţ ia în timp

Semnalele constante se caracterizează prin faptul că valoarea lor r ămâne constantă în timp astfel: (1.1) y S (t ) = Y S unde Y S este amplitudinea care poate lua valori pozitive sau negative. Pentru o identificare uşoar ă, aceste semnale se notează cu litere mari respectiv tensiunea U , curentul I , etc. Semnalele staţionare sunt acele semnale care au valoarea de vârf , valoarea medie sau valoarea efectivă constante. Aceşti parametri se definesc astfel:

-valoarea de vârf: -valoarea medie:

Y S max = maxt 1....t 2 yS y S med = y =

1

t 2

y dt t 2 − t 1 ∫t S 1

6

(1.2) (1.3)

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS -valoarea efectivă:

y Sef =

1

t 2

y dt t 2 − t 1 ∫t S 2

(1.4)

1

unde yS reprezintă valoarea instantanee (la un anumit moment de timp t ) a semnalului, iar t 2-t 1 este un interval de timp suficient de mare pentru ca parametrii respectivi s ă fie independenţi de alegerea lui (se mai numeşte timp de mediere). Semnalele periodice sunt semnalele a căror succesiune de valori (oscilaţie) se reproduce în aceeaşi ordine după fiecare perioadă de T secunde. În general, un semnal periodic este exprimat ca o mărime instantanee: (1.5) y S (t ) = y S (t ± nT ) pentru orice t şi n=1,2,3,.... Numărul de oscilaţii efectuate de semnal într-o secund ă se numeşte frecvenţă, se măsoar ă în hertzi [Hz] şi se exprimă prin relaţia: f =

1 T

(1.6)

Dacă se cunosc caracteristicile semnalului (forma, perioada) şi se alege un moment de timp t1 se poate calcula valoarea medie pe o perioad ă a semnalului (valoare care nu depinde de t1): t +T

1 1 y S med = y = ∫ y S (t )dt T t

(1.7)

1

În categoria semnalelor periodice un rol aparte revine semnalelor sinusoidale. Un semnal periodic care are valoarea medie pe o perioadă egală cu zero se numeşte semnal alternativ. Dacă expresia instantanee a semnalului este reprezentată prin funcţia sinus semnalul se numeşte semnal sinusoidal. După cum se observă din (fig.1.2,a) semnalul alternează sinusoidal între valorile +Y max şi – Y max. Valoarea Y max se numeşte amplitudine şi reprezintă valoarea instantaneee maximă (de vârf) pe care o poate atinge semnalul sinusoidal pe o perioad ă T . Exprimat ca o mărime instantanee (1.5) semnalul sinusoidal are expresia: (1.8) y S (t ) = Y max sin(ω t + ϕ ) = 2Y ef sin( 2π f + ϕ ) unde Y max este amplitudinea semnalului, Y ef este valoarea efectiv ă,

ω = 2π f =

2π este T

pulsaţia semnalului măsurată în [rad/sec], (ωt+φ) este faza semnalului şi φ este faza iniţială sau defazajul în [rad]. În cazul semnalelor sinusoidale, între valoarea efectivă U ef , amplitudinea U max şi valoarea medie U med a unei tensiuni (de exemplu) există relaţiile: U 2U (1.9) U ef = max ≅ 0.707⋅ U max ; U med = max = 0,636 ⋅ U max 2

π

În general valoarea efectivă a unui semnal periodic de perioadă T este egală cu valoarea tensiunii (curentului) continuu care dezvoltă într-o rezistenţă dată aceeaşi putere ca şi tensiunea (curentul) periodic considerat.

1.1.2. Convenţie de notare a semnalelor utilizate în circuitele electronice

În general, semnalele utilizate în circuitele electronice sunt exprimate ca m ărimi instantanee şi sunt formate dintr-o mărime constantă în timp plus o mărime variabilă. Din notaţia unui semnal trebuie să rezulte imediat dacă este vorba de componenta sa continuă (constantă) , de componenta variabilă sau de mărimea instantanee (totală) a acestuia. În (fig.1.2) este prezentat un semnal oarecare întâlnit în circuitele electronice (de exemplu: curentul din baza unui tranzistor).

7

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS iB i bmax

i IB0

IB

Tranzistor f ăr ă semnal (doar polarizat)

iB=IB+i b Tranzistor cu semnal

Fig. 1.2 Reprezentarea şi notarea unui semnal analogic utilizat în electronică

Pentru recunoaşterea notaţiilor folosite în continuare în curs, acestea sunt precizate astfel: -valorile instantanee (totale) ale diverselor semnale vor fi notate cu litere mici având indicii formaţi din litere mari (Expl: i B, uBE, iC, etc.); -componentele continue (având valori constante) şi valorile medii, efective ale diferitelor mărimi electrice se notează cu litere mari şi indici formaţi din litere mari (Expl: I B, UBE, IC, etc.); în partea dreaptă a axei verticale a figurii este reprezentată valoarea IB (Offset). Componentele continue corespunzătoare punctelor statice de funcţionare (f ăr ă semnal) ale dispozitivelor electronice se marchează şi cu un indice superior zero (Expl: I 0C, U0CE); în partea stângă a axei verticale a figurii este reprezentat curentul (semnalul) din baza tranzistorului, numai în cazul polarizării acestuia IB0. -varia ţ iile în jurul valorii medii sau în jurul unor nivele de referin ţă continue se notează cu litere mici şi indici formaţi tot din litere mici. (Expl: i c, u be, i b, etc.). Cu aceste notaţii, valoarea instantanee a semnalului din (fig. 1.2) se scrie: y S (t ) = i B = I B + ib (1.10) unde: (1.11) ib = ib max ⋅ sin ω t = I b max ⋅ sin ω t = 2 I bef ⋅ sin ω t este componenta variabil ă, cu evoluţie sinusoidală şi care are valoarea maximă I bmax . Alte tipuri de semnale utilizate în circuitele electronice sunt: -semnal treaptă unitate; -semnal dinte de fer ăstr ău; -semnal triunghiular, etc.

1.2. Elemente pasive de circuit Sunt acele elemente de circuit care nu pot realiza func ţii de amplificare. Dintre acestea cele mai importante sunt: rezistorul, condensatorul, bobina.

Rezistorul este elementul de circuit cel mai utilizat. În (fig.1.3) sunt prezentate simbolurile rezistoarelor folosite în schemele electronice.

a)

b)

c)

d)

v

e)

t

f)

g)

Fig. 1.3 Simboluri utilizate pentru reprezentarea rezistoarelor

Semnificaţia simbolurilor prezentate în figur ă este următoarea: a) rezistor fix (simbol DIN, UE); b) rezistor fix (simbol ANSI, SUA); c) poten ţiometru; d) rezistor semireglabil; e) varistor; f) termistor; g) fotorezistor. 8

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS După cum se observă, rezistorul este un dipol (două terminale) pentru care relaţia de propor ţionalitate dintre tensiunea aplicată la borne şi curentul care îl str ă bate este dată de legea lui Ohm: (1.12) U = RI Principalul parametru al unui rezistor este rezistenţa nominală Rn. Din punct de vedere funcţional, prin conectarea în serie sau paralel a rezistoarelor se obţin divizoare de tensiune (fig. 1.4, a, b), respectiv divizoare de curent (fig. 1.4, c).

c)

b)

a)

Fig. 1.4 Divizoare rezistive a)de tensiune în gol, b)de tensiune în sarcină , c) de

În (fig. 1.4, a) este prezentat un divizor de tensiune la care una din rezistenţe este legată la masă; ieşirea este în gol sau pe o rezisenţă foarte mare. Relaţia dintre tensiunile de intrare şi ieşire rezultă: U 2 R2 U 2 R2 ; = = U 1 R1 U 0 R1 + R2

; U 2 = U 0 ⋅

R2 R1 + R2

(1.13)

Dacă la ieşire se conectează o sarcină de rezistenţă RS rezultă:

R ⋅ R R2 S R2 S = R2 RS = 2 S ; U S = U 0 ⋅ R2 + RS R1 + R2 S

(1.14)

În (fig.1.4, c) prin legarea rezistenţelor R1 şi R2 în paralel curentul I se divide în curenţii I 1 şi I 2; relaţiile dintre curenţi sunt: R + R2 R R U U (1.15) I 1 = rezult ă : U = I ⋅ 1 2 ; I 2 = ; I = I 1 + I 2 = U ⋅ 1 R1

R2

R1 R2

R1 + R2

Înlocuind tensiunea în ecuaţiile curenţilor rezultă: I 1 =

R2 U = I ⋅ R1 R1 + R2

; I 2 =

R1 U = I ⋅ R2 R1 + R2

(1.16)

Din relaţiile (1.13) şi (1.16) se observă că tensiunea “divizată” este propor ţională cu valoarea rezistenţei de pe care se culege, în timp ce curentul “divizat” este invers propor ţional cu valoarea rezistenţei prin care trece. În curent alternativ tensiunea şi curentul rezistorului sunt în fază.

Condensatorul este elementul care are proprietatea de a acumula (înmagazina) sarcina electrică Q (măsurată în coulombi C) atunci când i se aplică la borne o tensiune U (V). În (fig.1.5) sunt prezentate simbolurile cele mai utilizate pentru reprezentarea condensatoarelor în schemele electronice. Semnificaţia simbolurilor prezentate în figur ă este următoarea: a) condensator fix, nepolarizat; b) condensator variabil; c) condensator semireglabil (trimer); d) condensator polarizat, electrolitic. 9


+ a)

b)

c)

d)

Fig. 1.5 Simboluri utilizate pentru reprezentarea condensatoarelor

Principalul parametru al unui condensator este capacitatea nominal ă C n şi se măsoar ă în farazi (F). Deoarece în practică coulombul şi faradul sunt unităţi foarte mari, capacitatea se exprimă în μF(10-6), nF(10-9) sau pF(10-12). Prin aplicarea unei tensiuni U la bornele condensatorului, pe armăturile acestuia apar sarcini electrice egale şi de semn contrar; acestea produc un câmp electric E care înmagazinează energie electrică W=1/2CU 2 . Se produce astfel procesul de încărcare a condensatorului cu sarcina q; raportul dintre sarcina q şi tensiunea U este o mărime constantă, caracteristică condensatorului numită capacitatea C a condensatorului de a acumula energie electrică: C =

q U

(1.17)

La aplicarea unei tensiuni continue, condensatorul prezintă o rezistenţă practic infinită, astfel încât prin condensator nu circul ă curent decât în regim tranzitoriu, de încărcare sau descărcare (iC ); se spune că în c.c. condesatorul întrerupe circuitul . La aplicarea unei tensiuni alternative pe condensator, se stabile şte un regim staţionar de încărcări-descărcări succesive printr-un curent iC =Isinωt . Conform legii conservării sarcinii electrice, curentul iC prin condensator este determinat de variaţia în timp a sarcinii electrice de pe armăturile condensatorului conform relaţiei: iC =

dq dt

(1.18)

Se observă că valoarea curentului prin condensator este propor ţională cu viteza de variaţie a tensiunii la bornele sale. Derivând relaţia (1.30) se obţine legătura dintre tensiunea şi curentul prin condensator: dq du du = C ; iC = C dt dt dt

(1.19)

Integrând rezultă tensiunea pe condensator: u C =

1 i dt C ∫ C

(1.20)

Această relaţie exprimă matematic faptul că un condensator ideal nu permite salturi de tensiune la bornele sale deoarece funcţia u(t) trebuie să fie continuă (pentru a fi integrabilă). Cantitatea de energie electrică acumulată de condensatorul având capacitatea C atunci când la bornele lui se aplică tensiunea uC şi se încarcă cu sarcina electrică 0....Q: Q

Q

q 1 Q2 1 1 W C = ∫ udq = ∫ dq = = CU 2 = QU C 2 C 2 2 q =0 q =0

(1.21)

La conectarea condensatoarelor în serie sau paralel se obţin capacităţi echivalente cu formule invers ca la rezistenţe (serie capacităţi cu paralel rezistenţe şi invers). Pe lîngă capacitatea nominal ă, alţi parametri caracteristici condensatoarelor sunt: toleranţa, coeficientul de temperatur ă, tensiunea nominală, rezistenţa de izolaţie, curentul de fugă. Încărcarea condensatorului la un curent constant Acest montaj care foloseşte încărcarea/descărcarea unui condensator se utilizează în circuite de temporizare, întârziere, oscilatoare de relaxare, etc. pentru stabilirea unor anumite intervale de timp.

10

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS iC, uC i

I C

I

uC iC

uC tgα=I/C

α a)

t b)

Fig. 1.6 Cre şterea tensiunii pe un condensator sub un curent continuu constant

Se foloseşte schema din (fig. 1.6 a), unde condensatorului C i se aplică un curent constant I de la o sursă de curent continuu. Încărcarea se poate face şi de la o sursă de tensiune continuă, constantă prin intermediul unei rezistenţe. Rezultă: i=

du dQ I = C ⋅ C = I = ct . sau duC = dt dt dt C

(1.22)

Integrând rezultă: uC =

I ⋅ t C

(1.23)

Aceasta reprezintă ecuaţia unei drepte de pantă tg α = I / C Dacă condensatorului i se aplic ă o tensiune alternativ ă, sinusoidală având o frecvenţă fixă şi o amplitudine dată atunci acesta introduce în circuit o reactanţă capacitivă X C măsurată în [] de forma: 1 1 (1.24) X C = = ω C

2π fC

Această mărime având caracter de rezistenţă se obţine din relaţia (1.33) prin integrarea curentului iC =I C sinωt : u C =

1 1 π ⎞ π ⎞ π ⎞ ⎛ ⎛ ⎛ i dt I t X I t U t sin sin sin ω ω ω = ⋅ ⋅ − = ⋅ ⋅ − = ⋅ − ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ C C C C C C ∫ ω C 2 ⎠ 2 ⎠ 2 ⎠ ⎝ ⎝ ⎝

(1.25)

Defazajul dintre tensiune şi curent este de 90º (π/2 rad), tensiunea fiind defazată în urma curentului (U lags I). Se observă că la frecvenţe joase (50 Hz) condensatorul întrerupe circuitul (curentul este foarte mic; dacă frecvenţa creşte atunci condensatorul permite trecerea unui curent mai mare.

Bobina Bobina (numită şi inductor) este un dipol format din mai multe spire care formeaz ă înf ăşurarea (bobinajul). Conductorul bobinei se înf ăşoar ă pe un suport - carcasă din material izolant. Majoritatea bobinelor au şi un miez magnetic (pentru creşterea inductivităţii) din ferită. Uneori toate aceste elemente componente se găsesc sub un ecran pentru înlăturarea cuplajele parazite, electrice sau magnetice cu circuitele exterioare bobinei. În (fig. 1.7) sunt prezentate câteva din simbolurile utilizate pentru reprezentarea bobinelor în schemele electronice.

11


a)

b)

c)

d)

Fig. 1.7 Simboluri utilizate pentru reprezentarea bobinelor

Semnificaţia simbolurilor prezentate în figur ă este următoarea: a) bobină f ăr ă miez; b) bobină cu miez; c) bobină cu miez reglabil; d) bobină variabilă. Principalul parametru caracteristic al unei bobine este inductanţa electrică L exprimată în henry [H]; în practică se folosesc şi submultiplii acestuia: mH (10 -3) μH (10-6), nH (10-9). Această mărime fizică caracterizează fenomenul de inducţie electromagnetică care ia naştere în bobină atunci când este str ă bătută de un curent electric I . Adesea se foloseşte şi noţiunea de inductivitate. În general, inductanţa unei bobine depinde de: structura, geometria şi dimensiunile acesteia (număr de spire n, secţiune S , lungime l ) şi de permeabilitatea magnetică a miezului μ , fiind dată de relaţia: n 2 S L = μ l

(1.26)

Dacă bobina este în vid, μ= μ0=4π·10-7 [H/m] este permeabilitatea magnetică a vidului. Raportul dintre permeabilitatea unui mediu şi permeabilitatea vidului se numeşte permeabilitate feromagnetice relativă µr . Substanţele cu µr µr 1 se numesc diamagnetice (sticlă, cupru, alamă) µr 1 se numesc paramagnetice (aluminiu, platina). Inductanţa unei bobine se defineşte ca raportul dintre fluxul magnetic propriu Φ(t) şi curentul i(t) care-l produce str ă bătând bobina: Φ (t ) (1.27) L =

1 se numesc fier, nichel, ferite şi introducerea lor în bobine duce la creşterea inductanței. Substanțele cu  şi introducerea lor în bobine duce la micşorarea inductanței. Substanțele cu  i (t )

Conform legii inducţiei electromagnetice relaţia dintre tensiunea la bornele bobinei u(t) şi curentul care o str ă bate i(t) este următoarea: u L =

d Φ (t ) di (t ) = L dt dt

(1.28)

Sau prin integrare se obţine expresia curentului: i L =

1 u (t )dt L ∫

(1.29)

Această relaţie exprimă matematic faptul că o bobină ideală nu permite salturi de curent la bornele sale deoarece funcţia i(t) trebuie să fie continuă (pentru a fi integrabilă). Cantitatea de energie electrică acumulată de o bobină având inductanţa L atunci când este parcursă de curentul i(t) este: W L =

L ⋅ i 2 L 2

(1.30)

Dacă se aplică o tensiune U constantă (de la o sursă de tensiune continuă) la bornele bobinei se constată o creştere liniar ă a curentului prin bobină, de la zero către infinit.(fig. 1.8)

12

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS iL, uL i

U L

U

i

uL tgα=U/L

α a)

t b)

Fig. 1.8. Cre şterea curentului într-o bobin ă sub o tensiune continu ă constant ă

Bobina ideală nu permite salturi de curent la bornele sale deoarece i(t) trebuie să fie o funcţie continuă (bobina realizează astfel o netezire a curentului prin ea). Bobina în curent continuu:

-

di = o şi u=0, deci bobina se comportă în curent continuu ca dt un scurtcircuit (o rezistenţă de valoare nulă).

deoarece i=ct, rezultă

Bobina în curent alternativ, sinusoidal :

-

dacă curentul i(t) prin bobină are forma: i = I ⋅ sin ω t

(1.19)

Derivând şi înlocuind în relaţia (1.18) se obţine expresia tensiunii la bornele bobinei: π ⎞ π ⎞ π ⎞ ⎛ ⎛ u = ω L ⋅ I ⋅ sin⎛ (1.20) ⎜ ω t + ⎟ = X L ⋅ I ⋅ sin ⎜ ω t + ⎟ = U ⋅ sin⎜ ω t + ⎟ 2 ⎠ 2 ⎠ 2 ⎠ ⎝ ⎝ ⎝ Se observă că tensiunea este defazată cu π/2 înaintea curentului care str ă bate bobina. Se spune că o bobină “întârzie” curentul care o str ă bate. În curent alternativ bobina este caracterizat ă printr-o rezistenţă aparentă numită reactan ţă inductivă X L ( exprimată în ohmi): X L = ω L = 2π f ⋅ L (1.21)

Se observă că la frecvenţe mari (f →∞) bobina ideală se comportă ca un circuit deschis (XL→∞, IL→0). Bobina ideală nu disipă energie; ea poate transmite şi înmagazina energie electrică.

13


2. DIODA SEMICONDUCTOARE Dioda este cel mai simplu element electronic de circuit, cu caracteristic ă neliniar ă şi conducţie unilaterală; prezintă o rezistenţă electrică mică pentru un anumit sens al curentului (direct) şi foarte mare pentru sensul opus (invers). Acest capitol este dedicat diodei semiconductoare, privită din punct de vedere al comportării la borne şi al principalelor sale aplicaţii practice (redresare, stabilizare, limitare). Pentru înţelegerea funcţionării diodei precum şi datorită faptului că materialele semiconductoare sunt cvasiprezente în alc ătuirea tuturor componentelor electronice moderne, la începutul acestui capitol sunt prezentate şi câteva noţiuni (la nivel “ icro”) despre conducţia electrică în semiconductori respectiv despre joncţiunea semiconductoare pn.

m

2.1. Joncţiunea PN

Dacă se apropie (lipesc) două blocuri din acelaşi material semiconductor, unul dopat cu impurităţi donoare N şi unul dopat cu impurităţi acceptoare P, ansamblul obţinut nu are proprietăţi speciale. Dacă însă aceeaşi bucată monocristalină semiconductoare este dopată diferit la cele două extremităţi (o regiune cu impurităţi N şi o regiune cu impurităţi P) se obţine un material cu proprietăţi unice. Zona dintre cele două regiuni se numeşte joncţiune PN. În (fig. 2.1) este prezentată structura internă a joncţiunii. În partea stângă semiconductorul este dopat N (cu atomi goluri electroni având 5 electroni de valenţă); rezultă un număr de electroni liberi care se mişcă liber + + + + printre ionii + ai reţelei cristaline. + + În partea dreaptă semiconductorul este + + + + + dopat P (cu impurităţi având 3 electroni de + + valenţă); rezultă în această regiune mai multe locuri neocupate cu electroni; sunt astfel mai ioni zona de multe goluri care se deplasează liber printre ai reţelei olire ionii negativi, fixi ai reţelei cristaline. La intersecţia dintre cele două regiuni Fi . 2.1 Structura internă a onc iunii (în jurul joncţiunii) electronii liberi din partea N trec peste joncţiune şi se combină cu golurile din partea P (figura de sus). Regiunea din dreapta joncţiunii capătă o sarcină negativă datorită electronilor atraşi, iar regiunea din stânga joncţiunii capătă o sarcină pozitivă datorită electronilor cedaţi (figura de jos). Stratul subţire al acestei structuri cristaline, dintre cele două sarcini de semne contrare este „golit” de majoritatea purtătorilor de sarcină; de aceea această regiune îngustă se numeşte zona de golire, devenind un material semiconductor pur, non-conductor. Practic între cele dou ă regiuni conductive P şi N există o zonă izolatoare, deci rezisten ţ a jonc ţ iunii PN este foarte mare . Această separare de sarcini în jurul joncţiunii P-N (zona de golire) constituie în fapt o barier ă de potenţial. Această barier ă de potenţial trebuie să fie „învinsă” de o sursă de tensiune externă pentru ca joncţiunea să poată conduce curentul electric, deci să se comporte precum un material conductor. „Înălţimea” barierei de potenţial depinde de materialele folosite pentru fabricarea joncţiunii. Joncţiunile PN din siliciu au o barier ă de potenţial mai ridicată decât joncţiunile fabricate din germaniu ( 0,6-0,7V faţă de . Dacă se aplică joncţiunii o tensiune exterioar ă de la o sursă de tensiune continuă astfel încât borna plus a sursei s ă fie conectat ă la regiunea dopat ă P iar borna minus s ă fie conectat ă la regiunea dopat ă N se spune că joncţiunea este polarizat ă direct (fig. 2.2,a). În acest caz electronii se deplasează dinspre borna minus către joncţiune. Borna plus atrage şi ea electronii care se găsesc prin regiunea P, formând astfel goluri care se deplasează şi ele spre joncţiune, prin dreapta. Purtătorii majoritari din stânga (electronii) se recombină cu purtătorii majoritari din



0,2‐0,3V

14

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS dreapta (golurile) micşorând bariera de potenţial (zona de golire) şi permiţând curentului bateriei să str ă bată joncţiunea. zona de golire electroni

-

-

-

goluri

-

-

-

-

+ +

+

+

+

+

E

+ +

electroni

-

+ +

+

+

-

-

-

goluri

-

-

+

-

+

+

+ +

+ +

+ +

+

E

b)

a

+

Fig. 2.2 Jonc ţ iunea PN polarizat ă direct (a ) şi invers

Dacă se inversează polaritatea tensiunii bateriei (borna plus la regiunea N şi borna minus la regiunea P) joncţiunea este polarizat ă invers (fig.2.2,b). Purtătorii majoritari de sarcină sunt atraşi de terminalele bateriei: terminalul plus atrage electronii liberi din regiunea N iar terminalul minus atrage golurile din regiunea P. Astfel cre şte l ăţ imea zonei de golire şi neavând loc nici o recombinare a electronilor cu golurile nu exist ă conducţie a curentului electric.

2.2. Dioda semiconductoare Un monocristal semiconductor în care se realizează o joncţiune PN şi care este prevăzut cu câte un contact ohmic la extremităţile joncţiunii formează o diodă semiconductoare

2.2.1. Simbol, structură şi funcţionare

Simbolul diodei este prezentat în figura de mai jos (a) şi corespune semiconductorului dopat de la (b). Sensul săgeţii indică sensul curentului prin diodă (invers sensului deplasării electronilor). Catodul (K) reprezintă semiconductorul de tip N, iar anodul (A) corespune regiunii dopate de tip P. Fizic catodul este marcat printr-o band ă colorată. Dioda este un dispozitiv electronic unidirec ţ ional . Deplasarea electronilor se poate realiza doar într-o singur ă direcţie, invers faţă de direcţia săgeţii, atunci când dioda (joncţiunea PN) este polarizată direct (fig. 2.3,b). I

I

T2 a)



T1 T

U

U IS

c)

b)

Fig. 2.3 Dioda semiconductoare: simbol (a), polarizare direct ă (b), caracteristica curent-tensiune la polarizarea direct ă şi

În (fig. 2.3,c) este reprezentată caracteristica curent-tensiune a unei diode semiconductoare din Si (prin caracteristica curent-tensiune a unui dispozitiv electronic se

15

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS înţelege dependenţa grafică I=f(U)). Această dependenţa neliniar ă este descrisă prin ecua ţ ia diodei: ⎛ qU ⎞ (2.1) I = I S ⎜ e NkT − 1⎟ ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ unde I S este curentul de satura ţ ie (rezidual; de scă pări) al diodei polarizată invers (0

pentru dioda ideală; nanoamperi pentru diode cu Si; miliamperi pentru diode de putere); e este constanta lui Euler (2,718); q este sarcina electronului (1,6 10-19 C); U este tensiunea de polarizare la bornele diodei (+ la polarizarea directă şi – la polarizarea inversă); N este coeficient de emisie (depinde de tehnologia de realizare a diodei, fiind cuprins între 1 şi 2); k este constanta lui Boltzmann (1,38 10-23); T este temperatura jonc ţ iunii (K). Se observă că la creşterea temperaturii, acelaşi curent prin diodă I D corespunde unei tensiuni U D mai mică. În cazul siliciului coeficientul de temperatur ă este exprimat prin:

·

·

ΔU D ΔT

la I D = ct

= −2,5mV / °C

(2.2)

În unele aplicaţii se foloseşte această proprietate a joncţiunii P-N polarizată direct ca un senzor de determinare a temperaturii.

2.2.2. Circuit simplu cu diodă; dreapta de sarcină şi PFS al diodei Presupunem circuitul simplu cu o diodă alimentată de la o baterie sau sursă electrică de tensiune constantă E printr-un rezistor R (fig. 2.4). Comportarea diodei este descrisă prin caracteristica neliniar ă curent-tensiune (relaţia 2.4). Scriind teorema a doua a lui Kirchhoff (T2K) de-a lungul conturului ochiului de reţea din figur ă rezultă relaţia: RI D + U D − E = 0 (2.3) Dependenţa dintre tensiunea U D şi curentul I D impusă de circuitul electronic diodei se numeşte dreapta de sarcină şi are ecuaţia: E 1 E = R I D + U D ; I D = − U D + R R

(2.4)

I

T2K

UD

Fig. 2.4 Circuit simplu cu diod ă

Deoarece curentul prin diodă I D şi tensiunea la bornele ei U D trebuie să satisfacă simultan relaţiile (2.1) şi (2.4) rezultă că aceste valori sunt soluţia sistemului format din cele două ecuaţii. Acest sistem poate fi rezolvat prin două metode: grafic sau numeric. Pentru rezolvarea grafică, se ridică experimental caracteristica tensiune curent a diodei şi se trasează dreapta de sarcină prin tăieturi la cele două axe (pentru I D=0 rezultă U D= E , iar pentru U D = 0 rezultă I D = E / R ). Deoarece mărimile U D şi I D nu variază, dreapta de sarcină se numeşte statică. Punctul de intersecţie P (U D0 , I D0 ) se numeşte punct de func ţ ionare static ( PFS ) al diodei. (fig. 2.5). ID [mA] E/R 1 E/R ID0 E1/R

caracteristica diodei

dreapta de sarcină

P

UD 0

UD0

E1

E

Fig. 2.5 Dreapta de sarcin ă şi PFS al diodei

16

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Analizând graficul se observă că: -valoarea rezistenţei R reprezintă panta dreptei de sarcină a diodei (negativă); orice modificare a lui R determină o modificare a acestei pante; -valoarea tensiunii E este punctul de intersecţie al dreptei de sarcină cu axa Ox şi orice modificare a sa (păstrându-se R=ct.) determină o translatare a dreptei paralel cu ea însăşi. Ridicarea experimentală a caracteristicii statice a diodei presupune determinarea valorilor 0 I D şi U D0 pentru diferite PFS obţinute modificând tensiunea de alimentare E .

2.2.3. Modele aproximative ale caracteristicii diodei Scopul realizării acestor modele este acela de a analiza rapid comportarea diodelor în diferite circuite electronice. Deoarece pentru simplificarea analizei circuitelor, caracteristicile diodelor sunt aproximate prin segmente de dreaptă, modelele obţinute se numesc “ liniare pe por ţ iuni”. 2.2.3.1 Dioda ideal ă (modele de semnal mare)

O diodă ideală are caracteristica curent- tensiune prezentată în (fig. 2.6, a). ID

K(UD) A

ID

K UD

UD 0

b)

a)

Fig. 2.6 Caracteristica curent-tensiune şi modelul diodei ideale

Modelul diodei ideale este un comutator comandat de polaritatea tensiunii aplicate U D. Când dioda conduce, tensiunea U D 0; dioda se comportă ca un scurtcircuit, curentul fiind limitat de circuitul exterior (comutator închis). Când dioda este blocat ă (U D < 0), curentul I D = 0 (comutator deschis). Spre deosebire de un comutator, deoarece dioda este un dispozitiv electronic unidirec ţ ional, ea conduce curentul într-un singur sens, de la anod la catod.



Deoarece în unele aplicaţii nu se poate neglija căderea de tensiune directă pe diodă, tensiunea de prag U D0 (aprox. 0,2…0,4V pentru Ge, respectiv 0,6…0,8V pentru Si), caracteristica diodei este prezentată în (fig. 2.7, a). Această tensiune se consider ă în serie cu dioda ideală (fig. 2.7, b). ID UD0

ID UD 0 a)

UD

UD0 b)

Fig. 2.7 Caracteristica curent-tensiune şi modelul diodei ideale cu considerarea tensiunii U D0

17

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS 2.2.3.2 Comportarea diodei la semnal mic; rezisten ţ a dinamică (modelul de semnal mic)

Prin semnal mic se înţelege acel semnal la care variaţia curentului sau tensiunii vârf la vârf este mică în raport cu componenta continuă (valoarea medie) a acestei mărimi. În (fig. 2.8) este prezentată caracteristica unei diode polarizată direct de către un astfel de semnal.

Fig. 2.8 Comportarea diodei la semnal mic

Dacă lipsesc micile variaţii, dioda lucrează în punctul de funcţionare stabilă ( PFS ) de coordonate (U D0, I D0) (punctul P). Se observă că în jurul PFS caracteristica statică a diodei se aproximează printr-o dreaptă; deci dioda se comportă ca o rezistenţă şi se numeşte rezisten ţ a dinamică a diodei. Dacă se scriu componentele variabile ale tensiunii şi curentului prin diodă: u D = U D0 + u d = U D0 + I d max ⋅ sin ω t ; i D = I D0 + id = I D0 + U d max ⋅ sin ω t

(2.5)

rezisten ţ a dinamică a diodei (rezistenţa în c.a.) se determină cu formula: r d =

u d U d max = i d I d max

(2.6)

Se observă că rezisten ţ a dinamică depinde de poziţia PFS. Dacă se ţine cont de definiţia pantei unei drepte şi de faptul că ea arată cât de “înclinată” este în raport cu abscisa rezultă relaţia: tg α =

ΔU D = R D Δ I D

(2.7)

Dacă m este panta dreptei de aproximare, rezistenţa dinamică este inversul pantei: m=

Δ I D ΔU D

rezult ă R D =

1 m

(2.8)

În (fig. 2.9) este prezentat modelul diodei cu caracteristica liniarizat ă. ID

α

tgα=R D UD0

ID

P UD 0 a)

R D UD

UD0 b)

Fig. 2.9 Caracteristica liniarizat ă şi schema echivalent ă a diodei

18

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS În acest model, în conducţie dioda este echivalentă cu o sursă de tensiune U D0 în serie cu rezistenţa dinamică a diodei R D.

2.2.4. Redresarea folosind diode semiconductoare Necesitatea redresării curentului alternativ apare deoarece generarea şi transportul energiei de curent alternativ este mai avantajoas ă decât în cazul curentului continuu şi deoarece majoritatea echipamentelor electronice sunt alimentate cu energie electrică de curent continuu. 2.2.4.1 Redresarea unei singure alternan ţ e

Se consider ă schema din (fig. 2.10) unde sarcina, reprezentat ă prin rezistenţa RS este alimentată de la reţea prin intemediul transformatorului Tr şi diodei redresoare D. U2 UD

U2

U2 UD

U1

US

US

b)

a)

Fig. 2.10 Redresare monoalternan ţă: schema electrică (a) şi diagrame temporale (b)

Dacă se alimentează primarul transformatorului cu tensiunea u1 = U 1max ⋅ cosω t în secundar se va induce tensiunea u2 = − K ⋅ u1 = − KU 1max ⋅ cosω t = U 2 max ⋅ sin ω t . Scriind T2K în secundarul transformatorului se obţine relaţia u D=u2- RS i D; rezultă i D=-1/ RS u D+u2/ RS . Aceasta reprezintă ecuaţia dreptei de sarcin ă a diodei. În timpul alternanţei pozitive a tensiunii u2 (0÷T/2), dioda este deschisă conducând curentul I D= I S iar u D este zero. În momentul t=T/4 când tensiunea u2 atinge valoarea maximă U 2max curentul atinge şi el valoarea maximă Imax (punctul P). În timpul alternanţei negative a tensiunii u2 (T/2÷T), dioda este blocat ă , curentul I D= I S =0 , uS este zero iar u D=u2. Deci: -curentul prin rezistorul de sarcin ă iS urmăre şte în fază varia ţ ia tensiunii din secundarul transformatorului u2. -tensiunea la bornele rezistorului de sarcin ă variază în fază cu curentul (uS = RS iS ); -când dioda este blocat ă , întreaga tensiune din secundarul transformatorului U 2m cade pe ea, deci trebuie ca U 2m să nu depăşească tensiunea de str ă pungere.

·

·

·

Pentru a se exprima performanţele redresării monoalternan ţă se face analiza Fourier a semnalului redresat (tensiunea uS sau curentul iS ). Rezultă expresiile: 2U max 2U max U max ⋅ cos ω t − ⋅ cos 2ω t − ⋅ cos 4ω t + ..... 2 3π 15π π I I 2 I 2 I iS (t ) = max + max ⋅ cos ω t − max ⋅ cos 2ω t − max ⋅ cos 4ω t + ..... 2 3π 15π π u S (t ) =

U max

+

19

(2.9) (2.10)

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Dacă se reţin numai primii doi termeni rezultă: u S (t ) =

U max

U max ' ⋅ cos ω t = U 0 + U max ⋅ cos ω t 2 π I I ' ⋅ cos ω t iS (t ) = max + max ⋅ cos ω t = I 0 + I max 2 π +

(2.11) (2.12)

unde: U 0 ( I 0) sunt componentele continue (valori medii) ale tensiunii (curentului) redresate: π

U 1 U 0 = U max sin θ ⋅ d θ = max ∫ π 2π 0

(2.13)

U max’ ( I max’ ) sunt valorile maxime pentru tensiunea (curentul) redresat. Tensiunea u2 din secundarul transformatorului are valoarea medie (continu ă) egală cu zero, în timp ce tensiunea redresată uS aplicată rezistenţei de sarcină va avea o valoare medie (componenta continuă) de aproximativ o treime din valoarea maximă a tensiunii din secundarul transformatorului, U max/ .

π

Parametrii redresorului monoalternanţă sunt: - Factorul de ondula ţ ie: γ =

' U max π = = 1,57 U 0 2

(2.14)

- Puterea util ă în curent continuu (de ie şire): 2

P ucc = I 02 RS

⎛ I ⎞ = ⎜ max ⎟ RS ⎝ π ⎠

(2.15)

- Puterea în c.a. transmisă de transformator elementului redresor (de intrare) : P ca = I ef 2 ⋅ ( R D + RS ) =

2 I max ⋅ ( R D + RS ) 2

(2.16)

- Randamentul redresorului: η =

2 P ucc RS = 2⋅ P ca π R D + RS

(2.17)

Se observă că la ieşirea redresorului se obţine o tensiune pulsatorie la care factorul de ondulaţie este foarte mare (1,57). Pentru a micşora acest factor se conectează în paralel cu rezistenţa de sarcină R S un condensator de capacitate mare care are rolul de netezire a vârfurilor tensiunii redresate (fig. 2.11,a). Într-un interval de timp Δt=R DC (relativ mic faţă de perioada T a tensiunii u2) dioda este în conducţie, tensiunea pe condensatorul C (şi pe sarcina Rs) urmăreşte tensiunea u2. Condensatorul C se încarcă prin R D la valoarea maximă a tensiunii u2. În tot restul intervalului (τ = RS C) , deoarece u2 va fi mai mic decât u s rezultă că dioda se blochează şi condensatorul C se descarcă exponenţial pe rezistenţa de sarcină, mult mai lent decât scade la zero tensiunea u2 . Tensiunea u s scade de la valoarea U max cu ΔuS . Variaţia tensiunii pe condensator şi implicit pe RS , Δu s se numeşte tensiune de ondulaţie. Factorul de ondulaţie în acest caz are valoare mică =0,05÷0,1. În practică se pune problema calculării valorii condensatorului care asigur ă o anumită tensiune de ondulaţie Δu s. Pentru aceasta se porneşte de la sarcina acumulată în condensator pe timpul Δt când conduce dioda: ΔQ = C ⋅ Δu S (2.18) Conform teoremei conservării sarcinii, sarcina acumulată de condensator în timpul Δt când dioda conduce este egală cu sarcina descărcată de acesta în timpul ( T -Δt )≈T când dioda este blocată:

γ

20

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS ΔQ ≅ I S ⋅ T unde I S ≅

U max RS

(2.19)

∆

Egalând cele două relaţii de mai sus rezultă valoarea capacităţii pentru o ondulaţie u s dată: C ⋅ Δu S =

U max 1 ⋅ RS f

iar C =

U max RS ⋅ Δu S ⋅ f

(2.20)

Cu ajutorul acestei formule se poate calcula şi valoarea ondulaţiei tensiunii redresate pentru o valoare dată a condensatorului C : Δu S =

U max R S ⋅ C ⋅ f

(2.21)

Cu cât valorile rezistenţei de sarcină RS şi condensatorului C sunt mai mari, cu atât filtrarea este mai bună, adică ondulaţia Δus este mai mică. Filtrarea prin condensator se recomandă la curenţi de sarcină slabi. Exemplu:

pentru C =5 μF, Rs=2 k , U ef =24 V (U max=33,9 V), f =50 Hz rezultă ΔuS ≈25,78 V (fig. 2.24 b). Invers, dac ă se impune tensiunea de ondulaţie ΔuS =1 V rezultă valoarea condensatorului de C =340 μF (fig. 2.11, c). În acest caz tensiunea efectiv ă măsurată pe sarcină este de aprox. 32 Vcc (transformatorul Tr are raportul de transformare 1:1). Pe lângă valoarea capacităţii C , la alegerea condensatorului trebuie specificată tensiunea nominal ă şi curentul ondulatoriu. Atunci când se alege dioda redresorului trebuie ţinut cont că ea suportă periodic o tensiune inversă egală cu 2U max (deoarece în alternanţa negativă tensiunea din secundarul Tr ajunge la – Um ax în timp ce condensatorul r ămâne practic încărcat la +U max). Acest lucru se observă şi din oscilogramele prezentate în (fig. 2.11 b, c), sus. În proiectare se impune condi ţia ca V RRM >4U max. În practică pentru reducerea ondulaţiilor se mai folosesc bobine de şoc sau filtre LC ( RC) trece jos.

∆u a)

b)

c)

Fig. 2.11 Redresare monoalternan ţă urmat ă de filtrare: schema electrică (a), forme de und ă pentru C=5 F (b) şi C=50 F

Ţinând cont de Δus , valoarea componentei continue a tensiunii pe sarcina RS la redresorul monoalternanţă prevăzut cu filtru capacitiv este dată de formula: U Scont . ≅ U max −

Δu S

2

21

≅ U max −

U max 2 f ⋅ RS ⋅ C

(2.22)

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS 2.2.4.2 Redresarea ambelor alternan ţ e

La redresoarele monofazate se foloseşte o singur ă alternanţă. Pentru creşterea randamentului redresorului se redresează ambele alternanţe ale tensiunii alternative: - cu transformator având priză mediană în secundar şi două diode redresoare; - cu transformator şi punte formată din patru diode redresoare. 2.2.4.2.1 Redresor dubl ă alternan ţă cu priz ă mediană în secundar

În (fig. 2.12,a) este prezentată schema redresorului dublă alternanţă cu priză mediană în secundarul transformatorului. Tensiunea u1 aplicată primarului induce în cele două jumătăţi ale secundarului tensiunile u21 şi u22 egale şi în antifază. US U22 U21 UD1 U21 U22 US

a)

U21

UD2

UD1

IS

U22

ID1

UD2

ID2

c)

b)

Fig. 2.12 Redresare bialternan ţă cu priz ă mediană în secundar: schema electrică (a), dia rame tem orale entru curen i (b) i tensiuni (c)

În semialternanţa în care u21 polarizează dioda D1 în sens direct aceasta se deschide (u D1=0) şi curentul prin sarcină este I S = I D1. În acest timp dioda D2 este blocată şi pe ea se aplicată o tensiune inversă mai mare (aprox. 2 U 2max) (fig. 2.12 b,c). În semialternanţa următoare u21 polarizează dioda D1 în sens invers (aceasta se blochează) u D1 2U 2max; în schimb u22 polarizează direct dioda D2 care se deschide ( u D2=0) şi conduce curentul de sarcină I S = I D2. Rezistenţa de sarcină RS este parcursă tot timpul de curentul I S în acela şi sens (curent continuu). Se observă că tensiunea redresată este tot pulsatorie dar conţine ambele alternanţe. Frecvenţa tensiunii (curentului) redresat este dublă faţă de cea a curentului alternativ aplicat la intrarea redresorului. Pentru a putea aprecia performanţele redresării bialternanţă se face analiza Fourier a semnalului redresat (tensiunea uS sau curentul iS ). Rezultă expresiile:



4U max 4U ⋅ cos 2ω t − max ⋅ cos 4ω t + ..... 3π 15π π 2 I 4 I 4 I iS (t ) = max − max ⋅ cos 2ω t − max ⋅ cos 4ω t + ..... 3π 15π π u S (t ) =

2U max

−

22

(2.23) (2.24)

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Se observă că valoarea medie (componenta continuă) este dublă faţă de redresarea monoalternanţă. Dacă se reţin numai primii doi termeni rezultă: 4U max ' ⋅ cos 2ω t = U 0 − U max ⋅ cos 2ω t 3π π 2 I 4 I ' ⋅ cos 2ω t iS (t ) = max − max ⋅ cos 2ω t = I 0 − I max 3π π u S (t ) =

2U max

(2.25)

−

(2.26)

Rezultă şi analitic că frecvenţa şi valoarea medie (constantă) este dublă faţă de varianta redresării monoalternanţă. Parametrii redresorului bialternanţă sunt: - Factorul de ondula ţ ie: ' U max 2 = = 0,67 γ = U 0 3

(2.27)

- Puterea util ă în curent continuu (de ie şire): 2

P ucc = I 02 RS

⎛ 2 I ⎞ = ⎜ max ⎟ RS ⎝ π ⎠

(2.28)

- Puterea în c.a. transmisă de transformator elementului redresor (de intrare) : 2

P ca = I ef 2

⎛ I ⎞ ⋅ ( R D + R S ) = ⎜⎜ max ⎟⎟ ⋅ ( R D + RS ) ⎝ 2 ⎠

(2.29)

- Randamentul redresorului: η =

P ucc R S 8 = 2⋅ P ca π R D + R S

(2.30)

În acest caz valoarea ondulaţiei tensiunii redresate pentru o valoare C a capacităţii este: Δu S =

U max R S ⋅ C ⋅ 2 f

(2.31)

Se observă că randamentul este de patru ori mai mare decât în cazul redres ării monoalternanţă iar factorul de ondula ţ ie este de două ori mai mic. Dacă se montează la ieşire şi un filtru format dintr-un condensator se obţine o netezire a tensiunii redresate. 2.3.4.2.2 Redresor dubl ă alternan ţă în punte

În (fig. 2.13, a) este prezentată schema unui redresor în punte. În acest caz sunt folosite ambele alternanţe ale tensiunii alternative u2 din secundarul transformatorului Tr . u2 iD1,2

uD1,2

u2

uD1 uD3

D3

iD3,4

uD3,4

u2

uS uS D4

uD4

uD2

iS u2

a)

b)

c)

Fig. 2.13 Redresare bialternan ţă în punte: schema electrică (a), diagrame temporale pentru tensiuni (b) şi curen ţ i (c)

23

EUGEN SUBŢ SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ELECTRONIC Ă ANALOGICĂ ANALOGICĂ - CURS În timpul alternanţ alternan ţelor pozitive ale tensiunii u2 diodele D1, D2 sunt polarizate direct iar D3, D4 sunt polarizate invers (blocate). Curentul prin circuit iS se închide prin secundarul Tr D1- R RS - D2 D2- secundar secundar Tr (jos), sensul fiind de la + la – (simbolul diodelor arat ă sensul (sus)- D1 curentului). În timpul alternanţ alternan ţelor negative ale tensiunii u2 diodele D1, D2 sunt polarizate invers (blocate) iar D3, D4 sunt polarizate direct (conduc). Curentul prin circuit iS se închide prin secundarul Tr (jos)- D3 D3- R RS - D4 D4- secundar secundar Tr (sus), sensul fiind acelaş acela şi ca în cazul alternanţ alternan ţei pozitive de la + la –. În (fig. 2.13b, c) sunt ilustrate formele de und ă pentru curenţ curen ţii şi tensiunile redresorului. Se observă c variaţ varia ia în timp a curentului prin sarcin sarcină este aceeaş aceea redres ării cu priză priză ţ ă şi ca în cazul redresă observă ă mediană mediană . Parametrii redresorului sunt aceiaş aceia şi în afar ă de P ca unde se înlocuieş înlocuie şte R D ca şi randament unde cu 2 R D. Cu toate că că factorul de ondulaţ ondula ţie al redresoarelor dublă dublăalternanţă alternanţă este este redus la jumă jum ătate faţă faţă de de cele monoalternanţă monoalternan ţă şi în cazul acestora, pentru obţ ob ţinerea unor tensiuni f ăr ă pulsaţ pulsaţii se folosesc filtre de netezire. Pentru o filtrare foarte bună bun ă se folosesc mai multe filtre în π legate legate în serie.

2.3. Dioda stabilizatoare de tensiune (Zener); circuite de stabilizare Dacă Dacă se polarizează polarizează invers o diodă diod ă cu tensiunea crescă cresc ătoare U inv inv, începând cu tensiunea de str ă pungere curentul prin diodă diod ă I inv să crească crească foarte mult la o creş cre ştere mică mică a tensiunii inv începe să aplicate (fig. 2.14b). Există Exist ă trei tipuri de str ă pungere a diodei: termică, prin efect de câmp (efect Zener ) şi prin avalan şă. Se formează formează astfel perechi electroni-goluri care sub acţ ac ţiunea câmpului electric se multiplică multiplică în avalanşă avalanşă.. Ultimele două dou ă tipuri sunt str ă pungeri nedistructive. ID

Uin v Uin

UD

1

min

in v max

2

mA

a)

b)

IZ

Fig. 2.14 Dioda stabilizatoare (Zener): simboluri (a), caracteristica curent-tensiune la polarizarea direct ă şi inversă

Diodele a că căror funcţ funcţionare se bazează bazează fie pe fenomenul de str ă pungere Zener fie pe stă stă pungerea în avalanşă avalan şă se se numesc diode stabilizatoare de tensiune sau (impropriu) diode Zener. Prin stabilizare se înţ înţelege menţ menţinerea (aproape) constantă constant ă a tensiunii inverse în condiţ condi ţiile variaţ variaţiei largi a curentului invers. Valoarea tensiunii Zener U inv controlat ă prin tehnologie, având o dispersie inv poate fi controlată mare.

∆

În (fig. 2.15) este prezentat modelul diodei stabilizatoare cu caracteristica liniarizat ă. În zona Zener (cadranul IV) dioda este echivalentă echivalent ă cu o sursă surs ă de tensiune U Z0 în serie cu rezistenţ rezisten ţa R Z . Dacă Dacă este polarizată polarizată direct (cadranul I), dioda Zener se comportă comport ă ca o diodă diod ă redresoare. Cu cât R Z este mai mic cu atât stabilizarea st abilizarea este mai bună bun ă.

24


a)

b)

Fig. 2.15 Dioda stabilizatoare (Zener): caracteristica liniarizat ă (a), schema echivalent ă (modelul de semnal mic) (b)

Un stabilizator de tensiune cu diodă diod ă Zener este prezentat în (fig. 2.16,a). Dioda Zener este polarizată polarizată invers (Anodul la – şi Katodul la +). Rezistorul R conectat în serie are un dublu rol: -protejează -protejează dioda împotriva str ă pungerii termice; -preia surplusul de tensiune de pe diodă diod ă. Funcţ Funcţionarea acestui circuit se bazează bazeaz ă pe proprietatea diodei Zener de a men ţine constantă constantă tensiunea la borne U Z =U S S pentru varia ţii largi ale curentului prin diodă diod ă I Z , cu condiţ condiţia pentru variaţ ca dioda să fie polarizat ă în regiunea Zener sau în regiunea de multiplicare în avalan şă. Conform (fig. 2.16,b) curentul prin diod ă trebuie să să fie cuprins între I Zmin (tipic 5 mA) şi I Zmax.

b)

a)

Fig. 2.16 Stabilizatorul de tensiune cu diod ă Zener: schema electrică (a), caracteristica static ă i drea drea ta de sarc sarcin ină (b)

Dacă Dacă se înlocuieş înlocuieşte dioda Zener cu modelul să s ău liniarizat pe por ţiuni prezentat în (fig. 2.15) aceasta va fi caracterizată caracterizat ă de sursa U Z0 în serie cu rezistenţ rezisten ţa dinamică dinamică R Z . Dacă Dacă se scrie T2K se obţ ob ţine: U i = RI R + U Z rezult ă R =

U i − U Z U i − (U Z 0 + I Z R Z ) = I R I Z + I S

(2.32)

Dacă Dacă se trasează trasează (prin tă tăieturi la axe) dreapta de sarcină sarcin ă, aceasta are coordonatele: -intersecţ -intersecţia cu axa Ox: ( U i ⋅ RS , 0); R + RS U -intersecţ -intersecţia cu axa Oy: (0, i ) R

α = R ║ RS = = const. şi la variaţ Dacă Dacă rezistenţ rezistenţa de sarcină sarcină RS =const .;.; tg α variaţia tensiunii U i dreapta de sarcină sarcin ă se deplasează deplasează paralel cu ea însăş îns ăşi.i. Punctul P este este punctul de funcţ func ţionare stabil.

2.4. Alte aplica ţii ale diodelor semiconductoare

În continuare sunt prezentate alte câteva din cele mai întâlnite aplica ţii ale diodelor semiconductoare, în afar ă de redresare şi stabilizare a tensiunii.

25


2.4.1. Multiplicatorul de tensiune În multe echipamente electronice sunt necesare surse care s ă furnizeze tensiuni mari la curenţ curenţi de sarcină sarcină mici (expl.: alimentarea tuburilor catodice; ionizatoare de aer; contoare de particule, etc.). Acestea se s e numesc multiplicatoare de tensiune şi au ca schemă schemă de bază bază dublorul de tensiune format, pe lângă lâng ă transformatorul de tensiune Tr din condensatoarele C 1, C 2 şi diodele D1, D2. În (fig. 2.17) se folosesc două dou ă astfel de celule, astfel încât se obţ obţine o multiplicare cu patru a valorii tensiunii maxime corespunză corespunzătoare tensiunii u2=Umax sinω t (expl: 2Umax + 2Umax). Pe condensatorul C 2, după după câteva perioade ale tensiunii u2 se regă regăseş seşte o tensiune egală egal ă cu 2 U max Dacă se repetă repetă max. Dacă Fig. 2.17 Multiplicator schema dublorului (în fig.2.17 o dată dat ă) se obţ obţine o multiplicare de tensiune ( x 4Umax) de un numă număr par de ori a tensiunii din secundarul transformatorului U max max (în cazul prezentat în figur ă de 4 ori, fiecare din condensatoarele C 2 , C 4 , …C 2n încărcându-se la o tensiune de 2U max 2n încă max). Tensiunea obţ obţinută inută la ieş ieşirea circuitului este o tensiune continuă continu ă. În cazul utiliză utilizării mai multor circuite de multiplicare, deci în cazul unor tensiuni mari trebuie ţinut seama de acest lucru la alegerea tensiunii de lucru a condensatoarelor.

·

2.4.2. Circuite de limitare cu diode Se mai numesc şi limitatoare de amplitudine deoarece limitează limiteaz ă tensiunea de ieş ie şire la anumite valori precizate. În (fig. 2.18) este prezentată prezentat ă schema unui limitator superior cu diodă diodă. Semnalul de intrare este o tensiune sinusoidală sinusoidal ă U i. R R Ui Uo U0 UD0 Ui Uo Ui Uo t Ui UD0 5V

a)

b)

c)

d)

Fig. 2.18 Circuit limitator cu diod ă a). extinderea limitei superioare b). caracteristi caracteristica ca de trans er c . orme de und ă d

Pentru înţ înţelegerea funcţ funcţionă ionării se înlocuieş înlocuieşte dioda cu modelul să s ău (rezistenţ (rezistenţa dinamică dinamică în serie cu o sursă sursă de tensiune U D0 = 0,6 V). În (fig.2.18a) limita superioar ă superioar ă este la aproximativ 0,6 V. În (fig. 2.18 b) limita superioar ă este extinsă extinsă prin înserierea cu dioda a unei tensiuni de referinţă referinţă furnizat furnizatăă de o surse de tensiune continuă continu ă (expl.: pentru o sursă surs ă de 5 V rezultă rezult ă o limitare superioar ă de aprox. 5,6 V). De asemenea această aceast ă tensiune de referinţă referin ţă poate poate fi obţ ob ţinută inută de pe un divizor de tensiune. Circuitul prezentat este un limitator unilateral . Pentru a se obţ obţine un limitator bilateral , , adică adică pentru limitarea superioar ă şi inferioar ă la anumite tensiuni se foloseş foloseşte o diodă diodă stabilizatoare .(fig. 2.19)

26

EUGEN SUBŢ SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ELECTRONIC Ă ANALOGICĂ ANALOGICĂ - CURS R Ui

Uo

Uo UZ0 -UD0

Ui

UZ0 UZ0

U0

-UD0

Ui

t

b) a) c) Fig. 2.19 Circuit limitator bilateral cu diod ă Zener Pentru scă scăderea limitei inferioare se introduce în serie şi în opoziţ opozi ţie cu dioda stabilizatoare o a doua diodă diod ă stabilizatoare. Astfel se poate obţ ob ţine un limitator simetric. În (fig. 2.20) este prezentată prezentat ă schema unui astfel de limitator. Acesta se foloseş folose şte la protejarea instrumentelor de mă măsur ă şi a intr ării amplificatoarelor cu amplificare mare. R Ui

D1

D2

Uo

Fi . 2.20 Limitator simetric cu diode

2.4.3. Circuite formatoare de impulsuri În practică practică diodele se mai folosesc în circuite formatoare de impulsuri, cu ajutorul c ărora se obţ obţin impulsuri ascuţ ascuţite, pozitive pentru fiecare front crescă cresc ător al unui semnal rectangular de intrare. (fig. 2.21) RC trece-sus). Dacă Circuitul este format dintr-un derivator (filtrul RC trece-sus Dacă se mai montează monteaz ă şi o diodă diodă cu catodul spre U 2, aceasta va lă l ăsa să treacă treacă numai impulsurile negative. Amplitudinea impulsurilor la ieş ie şirea acestor circuite este cu aproximativ 0,6 V mai mică mic ă decât a impulsurilor de intrare datorită datorit ă că căderilor de tensiune pe diode. C D U2 t 0 R S US R U2 Ui US t 0 b)

a)

Fi . 2.21 Circuit ormator de im ulsuri

2.4.4. Circuite pentru refacerea componentei continue În (fig. 2.22) este prezentat un circuit cu diod ă folosit pentru obţ ob ţinerea unui tren de impulsuri cu o valoare medie pozitiv ă U 0, dintr-un tren de impulsuri aplicat la intrare care este axat faţă faţă de de zero U i. C

Ui

D

U0

t

Fig. 2.22 Circuit pentru refacerea componentei componentei continue a unui semnal

27


3. TRANZISTORUL BIPOLAR Tranzistorul bipolar (TB) a fost descoperit în anul 1948. Spre deosebire de diod ă care este un element pasiv, TB este un element activ deoarece permite realizarea funcţiei de amplificare.

3.1. Structura şi funcţionarea TB

Este un dispozitiv electronic cu trei terminale: emitor (E), bază (B) şi colector (C). Structural este format din trei zone semiconductoare, dopate diferit cu purt ători de sarcină (pozitivi şi negativi). Zona centrală – baza – este mult mai subţire în comparaţie cu celelalte două regiuni (aprox. 1 μm). În funcţie de poziţionarea acestor zone, tranzistoarele sunt de dou ă categorii: de tip npn şi de tip pnp. (fig. 3.1.a şi b)

Fig. 3.1 Structura şi simbolul tranzistoarelor npn (a), pnp (b) şi identificarea terminalelor pentru capsula TO-92 plastic Cele trei zone sunt separate de două jonc ţ iuni, joncţiunea emitor-bază (jBE) şi joncţiunea colector-bază (jBC). Astfel structura tranzistorului poate fi reprezentat ă prin două diode montate în opoziţie. (fig. 3.2) C C

B npn

B

E

pnp

E

Fig. 3.2 Structura tranzistorului cu două diode în opozi ţ ie Această structur ă este utilă în cazul testării tranzistoarelor, identificării bazei şi stabilirii tipului acestora cu ajutorul unui ohmetru. Totuşi funcţionarea tranzistorului ca dispozitiv electronic este diferită de cea a două diode montate în opoziţie; funcţionarea se bazează pe efectul de tranzistor . Dacă se consider ă un tranzistor de tip npn polarizat conform (fig. 3.3). Tensiunea EC>EB. Cele două zone ale emitorului şi colectorului sunt puternic dopate cu impurit ăţi de tip n (donoare de electroni). Regiunea bazei este slab dopată cu impurităţi de tip p (acceptoare de electroni). Câmpul electric creat de sursa E B injectează electroni din emitor în regiunea bazei, la fel ca în cazul unei diode polarizat ă direct. Datorită îngustimii şi a slabei dopări a bazei, puţini electroni liberi injectaţi din emitor se recombină în bază, cei mai mulţi difuzând în zona colectorului. Joncţiunea CB nu se comportă ca o diodă, ci lasă să treacă un curent important spre colector, curent de electroni liberi (curentul de colector). Acesta este în principal efectul de tranzistor sau de bază sub ţ ire.

28

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Electronii recombinaţi în bază ar duce treptat la “negativarea” acesteia şi deci la modificarea polarizării joncţiunii EB. Acest lucru nu se întâmplă deoarece plusul sursei EB va furniza continuu câte un gol care va compensa electronul fixat în baz ă prin recombinare. Astfel prin terminalul bazei circulă permanent un curent de goluri (curentul de bază). Datorită faptului că funcţionarea tranzistorului se bazează pe circulaţia celor două tipuri de purtători de sarcină (electroni-purtători negativi-curent de colector şi goluri-purtători pozitivicurent de bază) tranzistorul se numeşte bipolar . În mod normal joncţiunea emitor-bază este polarizată direct, iar joncţiunea colector bază este polarizată invers. Se spune că tranzistorul bipolar este polarizat în regiunea activă normală (RAN) şi funcţionează ca amplificator. Cu ajutorul unui curent de baz ă mic se poate comanda un curent de colector mare.

3.2. Relaţii fundamentale; modelul static al TB

În (fig. 3.3) este prezentat simbolul unui tranzistor de tip npn, împreun ă cu notaţiile referitoare la curenţi, potenţiale şi tensiuni. C IC B

IB UCE

UBE

VC

IE E

VE

VB Fig. 3.3 Simbolul şi nota ţ iile mărimilor curen ţ ilor şi tensiunilor entru tranzistorul n n

Cu notaţiile din figur ă, mărimile care caracterizează funcţionarea tranzistorului npn sunt: -VE, VB, VC sunt potenţialele emitorului, bazei şi colectorului faţă de un potenţial de referinţă (masa circuitului); -IE, IB, IC sunt curenţii prin terminalele emitorului, bazei şi colectorului; -UBE, UBC, UCE sunt tensiunile dintre terminale, exprimate prin relaţiile: ⎧U BE = V B − V E ⎪ (3.1) ⎨U BC = V B − V C ⎪U = V − V ⎩ CE C E În simbolul tranzistorului, printr-o săgeată este indicat sensul real al curentului de emitor, atunci când acesta funcţionează în regiunea activă. Curentul de emitor I E se datorează electronilor injectaţi din emitor în bază şi conform convenţiei prin care s-a ales ca sens al curentului sensul de mi şcare al purt ătorilor pozitivi de sarcină (golurile), deci sensul opus mi şcării electronilor , curentul iese din emitor. * Conform acestei convenţii, un curent are sensul de la un potenţial mai ridicat către un potenţial mai scăzut, deşi electronii circulă în sens invers. Curentul de colector I C este dat de electronii care, datorită bazei subţiri au trecut din bază în colector. (la fel sensul este contrar deplas ării electronilor) Curentul de baz ă I B este format din golurile care înlocuiesc electronii care se recombină şi se fixează în bază. Curenţii de bază şi colector intr ă în tranzistor. Astfel dacă se consider ă tranzistorul ca un nod şi se scrie T1K rezultă:

29


I E = I B + I C

(3.2)

Dacă se defineşte câ ştigul static în curent sau raportul static de transfer al curentului h21E sau β prin relaţia: I h21 E = β = C (3.3) I B Acest parametru se mai notează cu h FE sau β F şi se numeşte factor de amplificare în curent continuu (DC current gain) şi are valori uzuale cuprinse între 10…..1000. Rezultă: I C = β ⋅ I B (3.4) Se observă că în colector tranzistorul se comportă ca un generator de curent la care curentul de colector este comandat (este dependent) de curentul de baz ă. Înlocuind în (3.2) rezultă că: (3.5) I E = I B + β I B = I B (1 + β ) În practică se poate aprecia că:

I C ≅ I E

(3.6)

Cum joncţiunea emitor-bază se comportă ca o diodă şi dacă se înlocuieşte dioda cu modelul său pentru polarizare directă se obţine modelul static pentru tranzistorul funcţionînd în regiunea activă (fig. 3.4): IB IC βIB IB IC βIB « B « C B C UBE0 IE

IE

E

E a)

b)

Fig. 3.4 Modelul static pentru tranzistorul npn

Tensiunea U BE este de 0,6 V în cazul tranzistoarelor cu siliciu. În cazul tranzistoarelor pnp se schimbă sensurile curenţilor şi tensiunilor precum şi sensul diodei şi al tensiunii U BE .

3.3. Conexiunile şi caracteristicile TB

Dacă se priveşte un tranzistor ca un diport (cuadripol), acesta poate lucra în trei tipuri de conexiuni şi anume: -conexiunea emitor comun (EC): -mărimi intrare (IB, UBE); -mărimi ieşire (IC, UCE) (fig. 3.6 a); -conexiunea bază comună (BC): -mărimi intrare (IE, UBE); -mărimi ieşire (IC, UCB) (fig. 3.6 b); -conexiunea colector comun (CC): -mărimi intrare (IB, UBC); -mărimi ieşire (IE, UEC) (fig. 3.6 c). Terminalul comun apar ţine atât circuitelor de intrare cât şi circuitelor de ieşire. Semnalul (tensiunea) de intrare se aplică prin partea stângă, iar cel de ieşire se obţine în partea dreaptă. În (fig. 3.5) sunt prezentate tipurile de conexiuni în care poate func ţiona un tranzistor npn. În cazul tranzistorului tip pnp se inversează sensurile tensiunilor şi curenţilor. 30

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS INTRARE

INTRARE

IEŞIRE

IC

IB

IE UCE

UBE

IEŞIRE

INTRARE

IC UBC

UBE

IEŞIRE

IB

UEC

UBC c)

b)

a)

IE

Fig. 3.5 Conexiunile tranzistorului npn: EC-a, BC-b, CC-c Pentru a aprecia comportarea în curent continuu a unui tranzistor bipolar trebuie trasate caracteristicile acestuia, în funcţie de tipul conexiunii. Acestea sunt: -caracteristici de ie şire prezintă dependenţa dintre mărimile de ieşire; această dependenţă este parametrizat ă în funcţie de una din mărimile de intrare; pentru fiecare valoare a parametrului rezultă o caracteristică, astfel încât în final rezultă o familie de caracteristici. Aceste caracteristici de ieşire fac parte din specificaţiile de catalog ale tranzistoarelor. Expl: -pt. conexiunea EC avem I C = f (U CE ) I B = ct unde I B este parametru;

-pt. conexiunea BC avem I C = f (U CB ) I E = ct unde I E este parametru; În (fig. 3.6) sunt prezentate caracteristicile de ie şire I C = f (U CE ) I B = ct pentru tranzistoare npn (a) respectiv pnp (b), în conexiune EC . IC [mA] IC UCE IBk >IB1 IB1 [V] 0 a)

UCE

b)

Fig. 3.6 Caracteristici de ie şire I C= ) cu I B parametru: a) pentru un transistor f(U CE n n b) entru un transistor n

În cazul modelului idealizat din (fig. 3.6 b) curentul I C= β I B nu depinde de tensiunea U CE şi caracteristicile de ieşire ar trebui să fie paralele cu axa tensiunilor. În realitate ele prezintă o uşoar ă creştere. Caracteristicile sunt reprezentate în cadranul întâi pentru tranzistorul de tip npn şi în cadranul trei pentru tranzistorul de tip pnp. La tranzistorul pnp UCE<0 (potenţialul colectorului VC este mai scăzut decât potenţialul emitorului VE). De asemenea se ţine cont de sensul de referin ţă standardizat care spune că un curent este pozitiv dacă “intr ă” în tranzistor şi negativ dacă ”iese”. În cataloage se reprezintă şi caracteristicile de ieşire pentru tranzistoarele pnp tot în cadranul întâi deoarece sunt reprezentate în coordonate (-I C, -U CE ). -caracteristici de intrare prezintă dependenţa dintre mărimile de intrare; această dependenţă este parametrizat ă în funcţie de una din mărimile de ieşire. Expl: -pt. conexiunea EC avem I B = f (U BE ) U BC = ct unde U BC este parametru;

31

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS -pt. conexiunea BC avem I E = f (U CB ) U BC = ct unde U BC este parametru; În (fig. 3.7) este prezentată caracteristica de intrare pentru un transistor funcţionând în conexiunea EC. Aceasta este de fapt caracteristica unei diode semiconductoare. IB

[mA]

UBC1

UBC2>UBC1

[V]

0 0,6

UBE Fig. 3.7 Caracteristica de intrare în conexiunea EC

3.4. Dreapta de sarcin ă statică, punctul de funcţionare static şi regiunile de funcţionare ale TB

Se consider ă tranzistorul npn funcţionînd în conexiune EC prezentat în (fig. 3.8 a): IC +EC EC/R C IB1>IB0 PFS1 IC IB0 PFS I C0 ΔIC R C α PFS2 IB2
ΔU

a)

CE

b) Fig. 3.8 Tranzistor npn în conexiune EC a) şi aflarea punctului static de func ţ ionare PFS b) ) . Pentru analiza comportării tranzistorului se trasează caracteristicile de ieşire I C= f(U CE Sunt trasate trei caracteristici, pentru trei valori ale curentului de baz ă I B. Legătura impusă de circuitul exterior mărimilor I C şi U CE este dată de dreapta de sarcin ă care se obţine scriind T2K în ochiul EC: E C = I C RC + U CE (3.7) Particularizând ecuaţia dreptei de sarcină (3.7) pentru U CE=0 şi IC=0 se obţin intersecţiile cu axele (Oy) respectiv (Ox) (dreapta prin tăieturi) (fig. 3.6 b). Punctul de funcţionare static (PFS) de coordonate (U CE0, IC0) se obţine la intersecţia dintre dreapta de sarcină şi caracteristica de ieşire a tranzistorului. Pentru a afla valoarea curentului de bază fixat se scrie T2K în ochiul bazei: (3.8) E B = I B R B + U BE Rezultă: E − U BE I B = B (3.9) R B

32

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Unde U BE ≈0,6 V pentru tranzistoare cu siliciu. Se observă că dacă se creşte valoarea curentului de bază la IB1 > I B0 PFS se deplasează spre stânga, în PFS1. Dacă curentul de bază scade la IB2 < IB0 , PFS se deplasează, pe dreapta de sarcină spre dreapta-jos în PFS2. Dacă se iau două puncte de pe dreapta de sarcină, se defineşte panta dreptei de sarcină astfel: Δ I c 1 (3.10) =− tg α = RC ΔU C Analizând caracteristicile de ieşire din (fig. 3.9 a) se disting urm ătoarele regiuni (zone) de func ţ ionare distincte: -regiunea de saturaţie; -regiunea activă normală (RAN); -regiunea de blocare; -regiunea de str ă pungere în avalanşă. Se observă că pentru valori mici ale tensiunii U CE (<0,2 V) curentul de colector I C creşte rapid. Aceasta este regiunea de satura ţ ie a funcţionării tranzistorului. La saturaţie U CEsat are valori tipice de 0,1…0,2 V pentru tranzistoarele de mic ă putere, respectiv 1…2 V pentru tranzistoarele de mare putere. Pentru valori mari ale tensiunii U CE (aprox. 45 V) curentul de colector cre şte brusc, tranzistorul distrugându-se prin str ă pungere în avalanşă. Aceasta este regiunea de str ă pungere. Zona cuprinsă între regiunea de saturaţie şi regiunea de blocare se numeşte regiune activă normal ă (RAN) , punctele A-B. IC [mA] A Saturaţie

IBSat

IBSat

ICM

RAN

RAN IB=0 B

0

IC [mA]

IB=-ICB0 [V] UCE

0

Pdmax

[V]

Blocare UCE0 UCE Blocare Fig. 3.9 Regiunile de func ţ ionare ale tranzistorului bipolar

Dacă TB lucrează în RAN, cu joncţiunea BE polarizată direct iar joncţiunea BC polarizată invers, PFS se află între punctele A-B, pentru un anumit curent de baz ă I B. Dacă acest curent creşte, PFS se deplasează spre punctul A ( I C creşte iar U CE scade); în momentul în care U CE =U BE (U BC =0) PFS iese din regiunea activă şi intr ă în regiunea de saturaţie. Particularizând relaţia (3.7) pentru punctul A rezultă: E − 0,6 I CSatA = C (3.11) RC Curentul din bază pentru care se intr ă în saturaţie va fi: I I BSatA = CSatA (3.12) β

La un tranzistor saturat tensiunile între terminale pot fi considerate neglijabile iar curen ţ ii sunt practic fixa ţ i numai de circuitul exterior . Tranzistorul saturat poate fi astfel aproximat ca un scurtcircuit sau ca un comutator închis. 33

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Funcţionarea tranzistorului în regiunea de blocare se caracterizează prin polarizarea inversă a celor două joncţiuni (UBC<0 şi U BE<0 în cazul tranzistorului npn). La blocare, UBE=0, IE=0. În aceste condiţii rezultă IC=ICB0 (curent rezidual de colector, cu emitorul întrerupt; depinde mult de temperatur ă) şi I B=-ICB0. Pentru a se asigura blocarea fermă a tranzistorului nu este sufficient ca IB=0 şi se aplică o tensiune de polarizare inversă joncţiunii BE. La polarizări inverse, joncţiunea BE se comportă ca o diodă Zener, cu tensiunea de str ă pungere UEB≈6 V. Această tensiune este limitată la aprox. 1 V prin montarea unei diode de protec ţie ca în (fig. 3.10).

Fig. 3.10 Dioda de protec ţ ie jonc ţ iune EB în cazul blocării tranzistorului La un tranzistor blocat curen ţ ii sunt neglijabili iar tensiunile între terminale sunt fixate de circuitul exterior . Tranzistorul blocat poate fi modelat printr-un comutator deschis, deci ca o întrerupere de circuit. Puterea disipată medie este: 1 T P dmed = ∫ iC ⋅ uCE dt (3.13) T 0 Puterea disipată în PFS este: 0 0 ⋅ U CE (3.14) P d 0 = I C Puterea disipată în tranzistor nu poate depăşi o valoare maximă dată P dmax (fig. 3.7), pentru o anumită temperatur ă ambiantă.

3.5. Circuite de curent continuu cu TB Pentru a putea funcţiona (îndeplini anumite funcţii) TB trebuie mai întâi polarizat. În legătur ă cu schemele de polarizare se pun două tipuri de probleme şi anume: - proiectarea circuitului; -analiza circuitului. Proiectarea circuitului de polarizare constă în impunerea unui PFS pentru tranzistor şi calcularea elementelor exterioare acestuia (E C, R B, R C). Analiza circuitului presupune cunoaşterea elementelor EC, R B, R C şi determinarea PFS în care lucrează tranzistorul. Tranzistorul este dat prin coeficientul β. Datorită dispersiei lui tehnologice, poziţia PFS se modifică funcţie de tipul fiecărui tranzistor, prin β . O altă cauză major ă pentru instabilitatea PFS este temperatura.

Instabilitatea PFS prin modificarea lui β prin dispersie tehnologică 

În (fig. 3.11) este prezentată schema de polarizare a bazei prin rezistenţa R B.

34

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS +EC

R B

R C

IB

UCE UBE

Fig. 3.11 Schema de polarizare pentru tranzistorul npn

La proiectarea circuitului de polarizare se impune un anumit PFS pentru un tranzistor dat (IC=IC0 şi UCE=UCE0). De exemplu pentru un tranzistor tip BC171 I C=IC0=2 mA şi UCE=UCE0=5 V. Coeficientul β=h21=125…900 (în calcule se ia valoarea medie 500). Pentru alegerea tensiunii continue de alimentare se pune condi ţia ca PFS să se afle la jumătatea RAN, pentru a asigura excursia simetrică maximă a tensiunii de ie şire U CE în jurul PFS dat de UCE0. Pentru aceasta alegem o sursă cu tensiunea dublă tensiunii U CE0 : E c ≅ 2 ⋅ U CE 0 (3.15) Cunoscând E C şi scriind T2K în circuitul colectorului rezultă: E − U CE 0 RC = C I C 0

(3.16)

În mod analog, scriind T2K pentru circuitul bazei rezultă: E − U R B = C BE 0 I B 0

(3.17)

Cum U BE0 E C şi I C= β I B rezultă: «

E C β E C (3.18) = I B 0 I C 0 Astfel a fost proiectat circuitul de polarizare al tranzistorului care asigur ă funcţionarea cu β=500 în PFS impus. Se pune întrebarea ce se întâmpl ă în cazul în care, datorit ă dispersiei tehnologice valoarea β ia o alt ă valoare? Din relaţia (3.16) , impunând rezistenţa de polarizare a bazei R B rezultă că circuitul exterior fixează curentul de bază la valoarea constantă: E I B 0 ≅ c = ct . (3.19) R B R B ≅

Dacă se folosesc alte tranzistoare de acelaşi tip dar având β diferit , ecuaţia pentru UCE0 va fi (din relaţia 3.16): ⎛ R ⎞ U CE 0 = E C − β I B 0 RC = E C ⋅ ⎜⎜1 − β ⋅ C ⎟⎟ (3.20) R B ⎠ ⎝ Şi se vor obţine alte PFS deplasate, astfel încât excursia de tensiune se micşorează. Deci în cazul circuitului de polarizare prezentat, PFS este puternic dependent de factorul β al tranzistorului. În (fig. 3.12) este prezentată schema de polarizare a bazei cu stabilizarea  par ţ ial ă a PFS. 35

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS +EC R C R B IB

UCE UBE

Fig. 3.12 Schema de polarizare cu stabilizare par ţ ial ă a PFS

Se parcurg aceiaşi paşi ca în cazul precedent (se impune PFS , se alege β, se stabileşte tensiunea sursei de alimentare), se calculează rezistenţele de polarizare cu formulele: E − U CE 0 E C − U CE 0 RC = C (3.21) ≅ I C 0 + I B 0 I C 0 şi U − U β U CE 0 U (3.22) R B = CE 0 BE 0 ≅ CE 0 = I C 0 I B 0 I C 0 β

Din relaţia (3.22), fixând valoarea rezisten ţ ei R B se calculează valoarea curentului prin bază la funcţionarea tranzistorului în PFS cu formula: U − U U I B 0 = CE 0 BE 0 ≅ CE 0 (3.23) R B R B Se observă că în acest caz, curentul de bază nu este fixat ci este dependent de tensiunea colector emitor în PFS, U 0CE . Dacă se exprimă U 0CE din (3.21) şi folosind (3.23) rezultă: 0 U CE 0 0 0 U CE = E C − RC ⋅ I C = E C − RC ⋅ β ⋅ I B = E C − RC ⋅ β ⋅ R B E C RC 1 + β ⋅ R B

0 U CE =

(3.24)

Dacă se înlocuieşte β cu valori egale cu cele din exemplul precedent de polarizare, PFS se deplasează, dar cu o valoare mai mică (reflectată prin modificarea tensiunii U 0CE ). Stabilizarea PFS se realizează prin următorul lanţ cauzal: Dacă β=h21

3.3

I 0C

(3.23)

U 0CE

(3.22)

I0B

3.3

I 0C

Astfel prin reac ţ ia negativă în curent continuu are loc o compensare a modific ării factorului β care iniţial duce la cre şterea curentului I 0C pentru ca, în final curentul I 0C să scadă. 

În (fig. 3.13 a) este prezentat ă schema de polarizare a bazei cu stabilizarea total ă a PFS .

36

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Pentru polarizarea bazei se foloseşte divizorul rezistiv format din rezistenţele R B1, R B2. Dacă se scrie ecua ţ ia dreptei de sarcin ă statică a tranzistorului:

E C = I C ⋅ ( R E + RC ) + U CE

(3.25)

Această dreaptă este trasată prin tăieturi în (fig. 3.13 b): E C -pentru U CE =0 rezultă I C = ; R E + RC -pentru I C= 0 rezultă U CE = E C +E R B1

+EC

IC [mA]

R C

R C IB

R B2

IB R B

IC UCE

I 0C

R E 0

EB

PFS

βIB UBE0

UCE [V]

R E

U0CE

a) b) c) Fig. 3.13 Schema de polarizare cu stabilizare total ă a PFS a), dreapta de sarcin ă b), circuitul echivalent (modelul tranzistorului) c)

Pentru a asigura o excursie simetrică a tensiunii de ieşire U CE se alege PFS la mijlocul RAN. Acest lucru se traduce prin următoarele două condiţii: 1 0 (3.26) = ⋅ E C U CE 2 1 E C 0 I C = ⋅ 2 R E + RC

(3.27)

Dacă ne propunem proiectarea circuitului trebuie parcurse etapele: Etapa 1:

Se alege tipul tranzistorului, de exemplu BC 171. Etapa 2: Etapa 3:

Se impune poziţia PFS prin (U 0CE , I 0C ). (Expl: U 0CE =5 V şi I 0C =2 mA)

Folosind (3.26) se alege sursa de alimentare: 0 E C = 2 ⋅ U CE (Expl: E C= 10 V) Folosind (3.27) se obţine suma R E+R C : E R E + RC = C 0 2 ⋅ I C (Expl: R E+R C=2,5 k Ω) 37

(3.28)

(3.29)

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Etapa 4:

Pentru alegerea rezistenţei R E se alege potenţialul emitorului V E de aprox. 1 V. Un potenţial V E prea mic sensibilizează PFS cu temperatura (datorită UBE0), în timp ce un potenţial prea mare limitează excursia tensiunii de ieşire UCE. V V R E = E ≅ E (3.30) 0 I E I C (Expl: R E=1V/2mA=0,5k Ω) Etapa 5:

Se calculează potenţialul bazei cu formula: V B = V E + U BE (Expl: VB=1+0,6=1,6 V)

(3.31)

Etapa 6 :

Se calculează valoarea maximă a curentului de bază care s-ar obţine pentru βmin al tranzistorului. În exemplul considerat, pentru BC171 βmin este 125 şi rezultă: 0 I C 0 I B max = = 16 μ A 125 Etapa 7 : Baza tranzistorului este polarizată prin divizorul format din R B1 şi R B2. Pentru ca potenţialul bazei să fie independent de curentul din bază se alege un curent prin divizor egal cu: I div = 10 ⋅ I B0 max (3.32) (Expl: Idiv=0,16mA) În acest caz potenţialul bazei va fi calculat cu formula: R B 2 V B = E C ⋅ (3.33) R B1 + R B 2 Etapa 8: Se determină rezistenţele care formează divizorul bazei cu formulele: V (3.34) R B 2 = B I div

E C − V B E C − V B ≅ 0 I div I div + I B (Expl: R B2=1,6V/0,16mA=10k Ω şi R B1=(10-1,6)/0,16mA=52,5k Ω) R B1 =

(3.35)

Valorile rezistenţelor se aleg din valorile normalizate (Expl: 10k Ω şi 51k Ω). Diferenţele faţă de valorile calculate, toleranţele acestora şi faptul că nu s-a ţinut cont de U CEsat face ca PFS să nu fie chiar în centrul RAN. Se observă că pentru Idiv ≥ 10 IB , PFS nu depinde de β al tranzistorului. Dacă se cunosc elementele circuitului (E C, R B1, R B2, R C, R E) se poate face analiza circuitului. Acest lucru înseamnă determinarea PFS. Pentru aceasta: -din (3.31) se calculează VB; -din (3.30) se calculează VE; V 0 -se calculează: I C = E R E 0 0 -se calculează: U CE = E C − I C ⋅ ( R E + RC )

38


Instabilitatea PFS prin modificarea parametrilor tranzistorului datorită temperaturii Parametrii tranzistorului care sunt dependenţi de temperatur ă sunt: -câştigul de curent β=h21 creşte odată cu creşterea temperaturii; -tensiunea U BE 0 scade cu 2,5 mV/ °C; -curentul rezidual de colector I CB0 (este curentul invers al joncţiunii CB dacă emitorul este în gol) creşte cu temperatura;

3.6. Comportarea TB la semnal mic. Modele dinamice Comportarea TB la semnal mic intereseaz ă în special la studiul amplificatoarelor . Semnal mic înseamnă variaţiile mici ale mărimilor în jurul valorilor ce caracterizează PFS. Parametrii importanţi care caracterizează comportarea TB la variaţii mici sunt: 1. Câ ştigul în curent la varia ţ ii mici h21e (măsurat cu tranzistormetrul) i Δ I h21e = c = cv (3.36) Δ I B ibv Acest parametru se mai notează cu h fe şi se numeşte factor de amplificare în curent alternativ (AC current gain) şi are valori uzuale mai mari decât h FE = h21E . Definiţia acestui parametru este ilustrată în (fig. 3.14) pentru un β = 500. IC[mA]

ΔIC ΔIB

5

IB[μA] 10 Fig. 3.14 Dependen ţ a curentului de colector de curentul bazei h 21e

2. Impedan ţ a de intrare h 11e Dacă semnalul de intrare se aplică între BE atunci tranzistorul se poate afla fie în conexiunea BC, fie în conexiunea EC (fig. 3.15); în prima variant ă impedanţa de intrare h11e este “văzută” dinspre emitor, iar în a doua variantă dinspre bază.

UBE

UBE

EC BC Fig. 3.15 Impedan ţ a de intrare h11e vă zut ă dinspre emitor (BC) sau dinspre baz ă (EC) Tranzistorul funcţionează în PFS şi i se aplică un semnal de variaţii mici în jurul acestui PFS. Pentru conexiunea BC, rezistenţa (impedanţa) “văzută” va fi: u 25 Δ U BE (3.37) = bev ≅ r e = i ev I E [ mA ] Δ I E

39

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Pentru conexiunea EC (cum icv ≅ iev , se înmulţeşte şi se împarte cu aceşti curenţi) impedanţa de intrare va fi : h11 e =

Δ U BE u bev icv icv u bev = ⋅ = ⋅ ≅ h21 e ⋅ r e ibv iev ibv iev Δ I B

Dacă pentru regimul static relaţia dintre curenţi este: I E = I C + I B Pentru regimul de semnal mic devine: iev = icv + ibv = h21e ⋅ ibv + ibv ≅ h21e ⋅ ibv Sintetizând relaţiile între variaţiile de tensiune şi curent rezultă: i -Din h21e = cv rezultă: icv = h21e ⋅ ibv (sursă de curent) ibv u -Din h11e = bev rezultă: ubev = h11e ⋅ ibv ibv - iev = ibv + icv

(3.38)

(3.39) (3.40) (3.41) (3.42)

Dacă se reprezintă ultimele trei relaţii sub formă de circuit se obţine modelul în parametri h simplificat al tranzistorului bipolar (fig. 3.16): B

i

icv

v

h11e

C

h21e·i

v

iev E Fig. 3.16 Modelul dinamic în parametri h simplificat pentru TB Astfel TB este un dispozitiv electronic comandat în curent, generatorul de curent variabil din colector fiind dependent (comandat) de curentul din baz ă (de intrare). Dacă se exprimă curentul colectorului în funcţie de tensiunea variabilă de intrare se obţine: u h icv = h21e ⋅ ibv = h21e ⋅ bev = 21e ⋅ ubev = g m ⋅ ubev (3.43) h11e h11e Parametrul g m se obţine din relaţia: g m =

h21e h11e

icv i i 1 = bv = cv = ubev ubev r e ibv

(3.44)

şi se numeşte transconductan ţă (este inversa rezistenţei r e). Înlocuind în (fig. 3.16) se ob ţine modelul Π simplificat al tranzistorului bipolar (fig. 3.17):

40

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS i

B

icv

v

h11e

C

gm·u

ev

iev

u bev

E Fig. 3.17 Modelul dinamic în Π simplificat pentru TB Modelul în Π simplificat poate fi completat (adaptat) pentru a descrie comportarea TB la înaltă frecvenţă. Pentru semnale de amplitudine mică se consider ă TB ca un cuadripol liniar (fig. 3.18): cuadri ol icv iv ucev

u bev

Fig. 3.18 TB privit ca un cuadripol

Comportarea tranzistorului la semnal mic poate fi descris ă prin relaţiile liniare între curenţii şi tensiunile de intrare, respectiv ieşire: ⎧ubev = h11e ⋅ ibv + h12 e ⋅ ucev ⎨ i h i h u = ⋅ + ⋅ 21e bv 22e cev ⎩ cv

(3.45)

ubev h11e h12e ibv = ⋅ icv h21e h22e ucev

(3.46)

sau matricial:

Folosind aceste ecuaţii se poate desena pentru TB modelul în parametri h complet (fig. 3.19): B

i

h11e u

ev

icv

v

h21e ·i

C

v

1/h22e h12e·ucev

ucev

E Fig. 3.19 Modelul dinamic în parametri h complet pentru TB Indicele e vine de la conexiunea emitor comun; pentru bază comună se foloseşte b iar pentru colector comun litera c. Indicii numerici vin de la numărul liniei şi coloanei respective. Litera h vine de la hibrid şi sugerează faptul că fiecare parametru din cei patru are o altă dimensiune. Astfel: -h11e are dimensiune de rezistenţă (Ohm, Ω); 41

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS -h22e este admitan ţă de ie şire (Siemens, 1/Ω); -h12e , h21e sunt parametri adimensionali. Pentru întocmirea schemei echivalente pentru semnal mic a TB se folose şte circuitul din (fig. 3.20), f ăr ă a se mai figura şi rezistenţele de polarizare a bazei pentru ca TB să funcţioneze în PFS. +EC R C iC

iB

uCE

uBE Fig. 3.20 TB în circuit EC

Tensiunea de intrare u BE este formată dintr-o component ă continuă, corespunzătoare PFS 0 U BE şi o component ă variabil ă ubev . Astfel pot fi scrise toate mărimile de intrare-ieşire: 0 ⎧u BE = U BE + ubev ⎪ ⎪i B = I B0 + ibv ⎨ 0 ⎪uCE = U CE + ucev ⎪ 0 ⎩iC = I C + icv

(3.47)

Pentru întocmirea schemei echivalente a funcţionării TB la semnal mic se elimină 0 0 0 , I B0 , U CE , I C componentele continue ( U BE ) şi se păstrează componentele variabile (

ubev , ibv ucev , icv ). Din punct de vedere grafic, în planul caracteristicilor de ieşire se înlocuieşte sistemul de coordonate (iC, uCE) cu sistemul (i cv, ucev) având originea în PFS. La întocmirea schemei echivalente pentru semnal mic a TB se consider ă că sursele de tensiune continu ă şi condensatoarele reprezint ă scurtcircuite pentru semnale de variaţii. În (fig. 3.21) este prezentată schema echivalentă pentru circuitul de mai sus, TB fiind reprezentat prin modelul în parametri h complet . B

h11e u

ev

icv

iv h21e ·i

C

v

1/h22e

R C ucev

h12e·ucev

E Fig. 3.21 Circuit cu TB în conexiune EC - Modelul dinamic în parametri h complet

42

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Se observă conectarea rezistenţei RC între colector şi masă deoarece sursa E C este considerată un scurtcircuit (segment îngroşat).

3.7. Funcţionarea TB ca amplificator de semnal mic

Se consider ă TB din circuitul de amplificare prezentat în (fig. 3.22). Pentru polarizarea tranzistorului se folosesc rezistenţele RB1, RB2 pentru bază, RC pentru colector şi RE pentru emitor. Cu ajutorul acestor rezistenţe tranzistorul lucrează în PFS caracterizat prin UCE0 şi IC0. Semnalul variabil aplicat la intrare este furnizat de o surs ă de semnal (tensiune) având rezistenţa internă Rg şi tensiunea electromotoare eg. Acest semnal este aplicat sarcinii RS. Condensatoarele C1 şi C2 se numesc condensatoare de cuplaj deoarece permit trecerea semnalului variabil de la sursa de semnal la amplificatorul format din TB, respectiv de la amplificator la sarcină (valorile tipice sunt 0,1 µF). Condensatorul C3 se numeşte condensator de decuplare deoarece are rolul de decuplare (şuntare) a rezistenţei RE în cazul semnalului variabil. Valoarea tipică este de 100 µF. +EC R B1

C2

R C

C1

iC

iB

uCE R g

ui

R B2

us

C3

R E

eg

R S

Fig. 3.22 TB amplificator cu stabilizarea PFS

Schema echivalentă a circuitului se obţine înlocuind tranzistorul cu modelul său în π simplificat, cu sursa E C şi C1...3 reprezentate ca scurtcircuite, cu linie groasă (fig. 3.23). R i C 1

icv gm·u

v

h11e

R g eg

R int i

ui R B2

R B1

u

ev

R ies

iies ev

ucev R C C3

C2 R S uies

us

Fig. 3.23 Schema echivalent ă pentru TB amplificator Din schema echivalentă se calculează rezisten ţ a de intrare “v ă zut ă” între baza tranzistorului şi masă:

      Rezisten ţ a de intrare “v ă zut ă” dinspre generatorul de semnal este:

43

(3.48)


     ||   ||

(3.49)

Unde R B se obţine din rezistenţele R B1 şi R B2 în paralel. Amplificarea în tensiune este dată de relaţia (se ţine seama că ubev este egal cu ui) :

    ||·    || · 

(3.50)

Semnul minus din expresia amplificării arată că semnalul de ie şire, amplificat este în antifază (defazat cu 180°) faţă de semnalul de intrare. Se poate defini amplificarea în raport cu tensiunea e g a generatorului de semnal :

    ·    ·    ·  

(3.51)

Se observă că |A ug|<|Au|. Se spune că avem de a face cu o neadaptare a sursei de semnal cu intrarea amplificatorului. Pentru o bună adaptare trebuie îndeplinită condiţia:

     0 ă     

(3.52)

Rezultă deci necesitatea creşterii lui Ri, în special prin creşterea lui Rint . Rezisten ţ a de ie şire a amplificatorului rezultă din relaţia:

ş  şş   

(3.53)

Amplificatorul din (fig. 3.20) are dou ă dezavantaje: rezistenţă de intrare scăzută şi distorsionarea semnalului la ieşire. Ambele neajunsuri pot fi eliminate dacă nu se decuplează rezistenţa din emitor R E cu ajutorul condensatorului C 3. În acest caz schema echivalentă se modifică astfel (fig. 3.24): R int i

h11e ui

u

R ies

iies icv (gm·u ev) h21e·i v

v

ucev R C

ev

R E

R B1||R B2

C2 R S

us

uies

Fig. 3.24 Schema echivalent ă f ăr ă decuplarea rezisten ţ ei R E În acest caz, rezistenţa de intrare creşte:         

      1     ·  ·||   ||        ·

(3.54) (3.55)

Se observă că amplificarea nu depinde de g m , deci este eliminată această sursă de distorsiuni. Dar acest lucru duce la scăderea importantă a amplificării.

44

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Pentru a realiza un compromis între cele două condiţii (amplificare bună şi distorsiuni reduse) se realizează o decuplare par ţ ial ă a rezisten ţ ei din emitor, prin cuplarea unei rezistenţe în serie cu condensatorul de decuplare.

3.8. Comportarea TB la înalt ă frecvenţă

La aplicarea unui semnal mic, tranzistorul r ăspunde instantaneu la variaţiile semnalului. În cazul în care creşte frecvenţa, tranzistorul r ăspunde cu o anumită “iner ţie” la aceste variaţii. Pentru descrierea comportării la frecvenţe înalte se foloseşte modelul în π completat cu două capacităţi echivalente C bc şi C be (fig. 3.25): Cc icv iv C B C

e

u bev

h11e

h21e·i v (gm·u e)

iev

E Fig. 3.25 Modelul TB pentru comportarea la înalt ă frecven ţă Capacitatea intrinsec ă bază-emitor C be determină scăderea, la frecvenţe înalte a câştigului în curent pentru semnal mic. Pentru frecven ţe înalte, reactanţa capacităţii C be şuntează rezistenţa de intrare h11e . Astfel pentru aceeaşi variaţie a curentului de bază i bv variaţia lui u bev scade. Ca urmare scade şi variaţia lui    , deci şi    scade . Frecvenţa  pentru care   , se numeşte frecven ţă de t ăiere (pentru conexiunea EC). Datorită capacităţii C be tranzistorul se comportă ca un filtru RC trece jos. Capacitatea intrinsec ă bază-colector C bc nu determină scăderea câştigului în curent h21e la frecvenţe înalte în cazul în care u cev≈0

  

  ·    ⁄ 1⁄2  

45


4. TRANZISTORUL CU EFECT DE CÂMP (TEC) Tranzistorul unipolar se mai numeşte şi tranzistor cu efect de câmp (TEC). A ap ărut după tranzistorul bipolar. Aceste tranzistoare sunt de dou ă tipuri: cu poart ă (gril ă ) jonc ţ iune (TEC-J) şi cu poart ă (gril ă ) izolat ă , în structur ă metal-oxid-semiconductor (TEC-MOS). Practic se folosesc şi denumirile din limba engleză, respectiv: FET (Field-Effect Tranzistor), JFET şi MOSFET. Toate aceste dispozitive electronice sunt dispozitive unipolare deoarece funcţionarea lor presupune un singur tip de purtători de sarcină.

4.1. Tranzistoarele TEC-J TEC-J se folosesc ca şi componente distincte în circuite electronice de amplificare a semnalelor mici de joasă şi înaltă frecvenţă, în domeniul HIFI datorită performanţelor lor (impedanţă mare de intrare, liniaritate bună, nivel de zgomot redus). De asemenea se folosesc pe post de comutatoare de semnal analogic în circuite de eşantionare-memorare (SH-Sample and Hold) sau la multiplexarea şi demultiplexarea semnalelor analogice şi generatoare de curent continuu fix. La variaţii mici de tensiune şi curent se folosesc ca rezistenţe a căror valoare poate fi controlată de tensiunea grilă-sursă. Pentru puteri mari se foloseşte tranzistorul cu efect de câmp cu poartă izolată TEC-MOS.

4.1.1. Structura şi funcţionarea TEC-J

La TEC-J canalul este realizat în volumul semiconductorului de siliciu. Exist ă două tipuri de TEC-J şi anume: canal n şi canal p. Simbolurile lor sunt prezentate în (fig. 4.1).

Fig. 4. 1 Simbolurile tranzistoarelor TEC-J O structur ă de TEC-J canal n este ar ătată în (fig. 4.2) şi aceasta va fi analizată în continuare. Dacă se inversează tipurile de semiconductor pentru fiecare zon ă se obţine un TEC-J cu canal p. Terminale metalice

canal

Izolator (SiO2)

Substrat

Siliciu

a)

b)

Fig. 4. 2 Structura unui tranzistor TEC-J canal n a) i detaliu canal la V DS medii b

46

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Între contactele ohmice (terminale) sursă (S) şi drenă (D) este realizat fizic un canal din siliciu de tip n . Lateral acestui canal sunt create două jonc ţ iuni de tip p , una puternic dopată p+ numită gril ă (G) sau poart ă (P) şi una mai puţin dopată p- numită substrat (Sb) sau bază. Conducţia curentului se face de la sursă către drenă şi se face de către un singur tip de purtători (electroni în acest caz). Pentru a ajunge la dren ă, curentul trece prin canalul n , între zona dopată p+ şi zona dopată p-. În funcţie de lăţimea acestei zone, conducţia este uşoar ă sau mai dificilă. Tensiunea aplicată între grilă (zona p+) şi substrat (zona p-) modulează conducţia canalului şi valoarea curentului drenă-sursă al TEC-J. Este un dispozitiv electronic cu trei terminale (caz în care grila G şi substratul Sb sunt conectate intern) sau cu patru terminale când există acces la fiecare contact în parte G, S, D, Sb. Pentru funcţionare normală, cele două joncţiuni (legate împreună) sunt polarizate invers, deci UGS<0. De aici vine şi denumirea de tranzistor cu efect de câmp : ca efect al câmpului electric al acestei tensiuni, în jurul joncţiunilor se creează regiuni de sarcini săr ăcite în purtători de tip n. Aceste regiuni se comportă ca straturi izolatoare care determină îngustarea canalului de tip n prin care trec electronii “furnizaţi” de sursă pentru a fi “colectaţi” de drenă. Practic curentul de dren ă I D este controlat de tensiunea gril ă-sursă U GS . Deci TEC-J este un dispozitiv controlat în tensiune I D=f(U GS ), spre deosebire de TB care este un dispozitiv comandat în curent (IC=βIB). Pentru ridicarea caracteristicilor statice ale unui TEC-J canal n (tip BFW-10) se foloseşte schema din (fig. 4.3): ID

D G UDS

S

UGS

Fig. 4.3 Schema pentru ridicarea caracteristicilor statice TEC-J canal n

Tensiunea grilă-sursă este negativă UGS<0 şi tensiunea drenă-sursă este pozitivă UDS≥0. În (fig. 4.4) este prezentată familia caracteristicilor de ie şire:

   |   unde tensiunea grilă-sursă U GS este considerată parametru şi este constantă. ID

[mA]

UDS =UDSsat

N

S

UGS =0 UGS =-0,3V

M

UGS <0 UDS [V] Fig. 4.4 Caracteristicile de ie şire ale TEC-J canal n Se observă trei zone (regimuri) de funcţionare şi anume: 47

(4.1)

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS -pentru UDS mici (între ± 300 mV) tranzistorul se comport ă între drenă şi sursă ca o rezisten ţă liniar ă a cărei valoare este controlată de UGS ; cele două tensiuni UGS şi UDS sunt aproximativ egale în zona M din figur ă, caracteristicile sunt drepte a căror pantă este variabilă, dependentă de UGS; pentru UGS=0 se obţine panta cea mai mare; ca aplicaţii ale funcţionării în zona liniar ă a caracteristicii, TEC-J se foloseşte ca rezistenţă variabilă în atenuatoare controlate în tensiune sau în circuite pentru reglarea automată a amplificării (RAA); -pentru UDS de valori medii funcţionarea este neliniar ă; zona N din figur ă, în care U GS şi UDS nu mai sunt egale; acest regim nu are o aplica ţie practică; -pentru UDS ≥UDssat tranzistorul se comportă faţă de drenă ca un generator de curent constant I D comandat de tensiunea U GS şi independent de tensiunea drenă-sursă U DS ; zona S din figur ă în care are loc satura ţ ia curentului de dren ă al TEC-J; dacă tensiunea UGS devine mai negativă decât o tensiune de prag U p (numită tensiune de blocare grilă-sursă) atunci tranzistorul se blochează şi curentul de drenă ID devine nul. Imaginea grafică a dependenţei neliniare dintre curentul din drenă I D şi tensiunea grilăsursă UGS, pentru parametrul U DS constant se numeşte caracteristica de transfer (fig. 4.5):

   |  

(4.2)

Relaţia aproximativă pentru caracteristica de transfer în regiunea de saturaţie va fi :

    1    pentru:

(4.3)

     0 ID[mA] IDSS UGS=-IDR S ID0 UGS[V] UP

UGS0

Fig. 4.5 Caracteristica de transfer a unui TEC-J canal n

Tensiunea de prag U P creşte în modul odată cu creşterea temperaturii. Valoarea maximă pe care o poate atinge curentul de dren ă se notează cu IDSS şi se numeşte curent de drenă de saturare şi se obţine pentru UGS=0 şi UDS>|UP| (este notat în cataloage).

4.1.2. Tranzistoarele TEC-J. Aplicaţii

În continuare vor fi prezentate câteva din schemele folosite în aplica ţiile cu tranzistoare TEC-J. Acestea ilustrează funcţionarea în zonele (regimurile) de funcţionare ale tranzistorului prezentate mai înainte.

48

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS 4.1.2.1. Divizor rezistiv controlat în tensiune

În (fig. 4.6) este prezentată schema în care tranzistorul este folosit ca o rezistenţă variabilă, controlată de o tensiune de comandă Ucda (zona M din fig. 4.4). Circuitul reprezint ă un divizor al semnalului de intrare u i într-un raport controlat de această tensiune de comandă. Dacă se notează rezistenţa echivalentă între drenă-sursă cu R= R(U cda ), din relaţia divizorului rezultă valoarea raportului de divizare a tensiunii:

   ş   

ui Ucda=UGS

uieş

(4.4)

ui uieş

Fig. 4.6 TEC-J canal n folosit ca divizor comandat Pentru U GS =0 raportul k are cea mai mică valoare, deci uie ş este o parte mică din ui. Pentru U GS =U P raportul k tinde spre valoarea maximă, egală cu 1, deci uie ş =ui. 4.1.2.2. Sursa de curent constant

În (fig. 4.7) este prezentată schema de principiu în care tranzistorul TEC-J este folosit ca sursă de curent constant (zona S din fig. 4.4). +ED

UGS

Fig. 4.7 TEC-J canal n folosit ca surs ă de curent constant

Rezistenţa R S se foloseşte pentru negativarea grilei faţă de sursă, astfel încât:

    ·  

(4.5)

PFS caracterizat prin (ID0, UDS0) se poate determina fie grafic, la intersecţia dreptei exprimată prin ecuaţia (4.5) cu caracteristica de transfer dată de ecuaţia (4.3) fie analitic prin rezolvarea sistemului format din cele dou ă ecuaţii. 4.1.2.3. Repetor de tensiune compensat termic

În (fig. 4.8) este prezentată o schemă în care tranzistorul TEC-J este folosit ca repetor de tensiune compensat termic . Această schemă asigur ă o impedanţă de intrare mare, redând la ieşire semnalul (tensiunea) de intrare f ăr ă a fi influenţat de diferenţa de temperatur ă dintre T1 şi T2. Pentru aceasta funcţionarea trebuie să fie la saturaţie, la I D cu derivă termică zero.

49


ui

ID1=ID2 uieş=ui

Fig. 4.8 Repetor de tensiune compensat termic

Polarizarea se face de la o sursă dublă ±10 V. O altă condiţie care trebuie îndeplinită este ca cele două tranzistoare să fie identice, adică să aibă aceeaşi tensiune de prag U P şi acelaşi curent I DSS. Deoarece TEC-urile nu au curent de grilă rezultă ID1=ID2=ID. De asemenea tensiunile grilă-sursă sunt egale: (4.6)   

    1 · 

Folosind T2K rezultă:

     1·     ş

(4.7)

Înlocuind UGS1 rezultă imediat ui=uie ş. 4.1.2.4. Amplificator de semnal mic cu TEC-J

În (fig. 4.9) este prezentată schema de principiu în care tranzistorul TEC-J este folosit ca amplificator . Rezistenţa din grilă R G are valori mari, 1...10 MΩ. Tensiunea UGS este dată de relaţia (4.5). Cunoscând valorile rezistenţelor se poate face o analiză a circuitului, calculând PFS al tranzistorului şi formularea unei concluzii cu privire la poziţionarea acestuia (în saturaţie sau nu). +ED R ie R i uieş

ui

Fig. 4.9 TEC-J canal n folosit ca amplificator de semnal mic Pentru a descrie funcţionarea TEC-J la variaţii ale semnalului aplicat la intrare u i se defineşte transconductan ţ a (panta) g m (folosind şi relaţia 4.3):

50


         ·  ·  

(4.8)

Schema echivalentă pentru variaţii este prezentată în (fig. 4.10): R i R ieş gmugs ugs

ui

uieş

Fig. 4.10 Schema echivalent ă pentru TEC-J canal n folosit ca amplificator de semnal mic Se obţin următoarele expresii pentru amplificarea în tensiune , rezisten ţ a de intrare şi rezisten ţ a de ie şire:  · (4.9)   ·

         ş   

(4.10) (4.11)

Dacă se decuplează (şuntează) rezistenţa R S cu un condensator atunci amplificarea creşte, rezultând:

    ·  

(4.12)

În comparaţie cu tranzistorul bipolar, TEC-j are dezavantajul unei amplific ări mai mici şi faptul că transconductanţa gm depinde (prin parametrii U P şi IDSS) de tipul particular al tranzistorului folosit. Avantajul major al TEC-J este impedan ţa mare de intrare şi distorsiuni de neliniaritate mici faţă de TB.

4.2. Tranzistoarele TEC-MOS TEC-MOS se folosesc foarte mult, atât ca dispozitive active cât şi ca rezistenţe şi capacităţi în circuitele integrate, în special în cele digitale de tip LSI şi VLSI datorită gradului înalt de integrare. Datorită faptului că au grila izolată, asigur ă impedanţe de intrare foarte mari de ordinul a 10 14 Ω. Zgomotul mare al acestor tranzistoare nu le recomandă pentru aplicaţii în care nivelele semnalelor sunt mici. Se folosesc cu prec ădere la puteri mari deoarece nu prezintă fenomenul de ambalare termică şi au o bună liniaritate (mai bună decât TB). Se mai folosesc în comutatoare de putere, deoarece comută mai repede decât TB (acestea au o anumită întârziere datorită intr ării în saturaţie). Sunt mai scumpe decât TB. Sunt cunoscute două tipuri de bază şi anume: -TEC-MOS cu canal iniţial, de tip n (NMOS) sau p (PMOS); -TEC-MOS f ăr ă canal iniţial, de tip n (NMOS) sau p (PMOS). De asemenea pot fi cu îmbogăţire (enhancement) sau cu săr ăcire (depletion). Deosebirea dintre ele este că primul tip nu conduce curent la U GS=0 în timp ce al doilea conduce. Fiecare din acestea este cu canal n sau cu canal p.

51


4.2.1. Structura şi funcţionarea TEC-MOS

Simbolurile pentru cele două familii de MOSFET-uri (cu şi f ăr ă canal iniţial), cu canal de tip N sau de tip P, cu acces la substratul de baz ă Sb (cu 4 terminale) sau f ăr ă acces la Sb (cu 3 terminale) sunt prezentate în (fig. 4.11).

ID

ID

ID

UDS

UDS UGS

UGS

a)

ID UDS

UGS

b)

UDS UGS

c)

d)

Fig. 4.11 Simbolurile TEC-MOS (MOSFET)

Se observă că la dispozitivele cu trei terminale substratul de bază Sb este conectat intern la sursă. O structur ă de TEC-MOS cu îmbogăţire canal p este ar ătată în (fig. 4.12) şi aceasta va fi analizată în continuare. Simbolul său este prezentat în (fig. 4.11, d).

a) b) Fig. 4. 12 Structura unui tranzistor TEC-MOS cu îmbog ăţ ire (f ăr ă canal ini ţ ial),substrat n, canal p a) şi detaliu canal la U DS medii b) În substratul semiconductor (Sb=substrat de bază) slab dopat (n-) se difuzează două regiuni puternic dopate (p +) care constituie sursa (S) şi drena (D), prevăzute cu terminale metalizate. Peste substratul semiconductor n se pune un strat subţire izolator din oxizi de siliciu SiO2. Peste acest strat izolator se formează al patrulea electrod metalic, grila (G). De la această succesiune vine şi numele tranzistorului MOSFET (MetalOxidSemiconductor). După cum se poate observa din (fig. 4.12 a) între dren ă şi sursă avem două diode conectate în serie, în opoziţie. Indiferent de semnul tensiunii aplicate, între drenă şi sursă nu circulă curent deoarece una din cele două diode va fi blocată.

52

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Se consider ă substratul Sb conectat la sursă (dispozitiv cu trei terminale). Dacă se aplică o tensiune negativă între grilă şi sursă UGS<0, aceasta determină într-o zonă îngustă de la suprafaţa semiconductorului respingerea electronilor şi atragerea golurilor. Pentru o valoare a tensiunii suficient de mare (U P =tensiune de prag), numărul golurilor devine mai mare decât numărul electronilor; astfel se formează un canal “indus” de tip p între drenă şi sursă (fig. 4.12 b). În acest moment, dacă se aplică o tensiune drenă-sursă diferită de zero, prin canal circulă curent. În (fig. 4.13 a, b) sunt ilustrate caracteristicile de ieşire şi caracteristica de transfer pentru tranzistorul descris mai sus. ID[mA] Liniara

ID[mA] Saturaţie UGS1

UDS<0

UGS2
UDS[V]

UGS[V] UP<0

a)

b)

Fig. 4. 13 Caraceristicile de ie şire a) şi caracteristica de transfer b) pentru un TECOS cu canal indus, de tip p

Ca şi în cazul tranzistoarelor TEC-J, se pot delimita două zone de funcţionare şi anume: zona de saturaţie şi o zonă liniar ă, separate în figur ă de o linie trasată punctat a cărei ecuaţie este dată de relaţia: (4.13)   

    | |

În zona liniar ă tranzistorul se comportă ca o rezistenţă controlată de UGS. Tensiunea de prag U P este valoarea tensiunii U GS pentru care curentul I D se anulează. Sensurile curenţilor şi tensiunilor sunt la tranzistorul TEC-MOS cu canal indus p: UGS<0, UDS<0, UP<0, iar curentul I D circulă de la sursă la drenă, în acelaşi sens cu golurile (fig. 4.11, d). La un tranzistor TEC-MOS cu canal indus n sensurile tensiunilor şi curenţilor sunt inverse faţă de unul cu canal p, adic ă: UGS>0, UDS>0, UP>0, iar curentul I D circulă de la drenă la sursă, contrar sensului de deplasare al electronilor (fig. 4.11, c). În (fig. 4.14) este prezentată caracteristica de transfer pentru un tranzistor TEC-MOS cu canal indus n . Se observă că atunci când potenţialul grilă-sursă UGS este zero, prin tranzistorul MOS nu trece curent. În acest caz, vor exista foarte pu ţini electroni la suprafaţa substratului de siliciu p, fapt care nu permite trecerea purtătorilor (în acest caz electroni) între drenă şi sursă (regiuni de tip n, cu mulţi electroni liberi). Crescând U GS în valoare absolută (pozitivă pentru NMOS şi negativă pentru PMOS) conducţia începe la o anumită valoare de prag U P (tipic 1,5 V).

53

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS ID[mA] UDS>0

UGS[V] UP Fig. 4. 14 Caraceristica de transfer pentru TEC-MOS cu canal indus n

În cazul dispozitivelor cu patru terminale, substratul Sb se conecteaz ă la cel mai pozitiv potenţial din circuit (pentru TEC-MOS cu canal p), sau la cel mai negativ poten ţial din circuit în cazul TEC-MOS cu canal n. De regulă substratul Sb se conectează la sursă. În cazul tranzistoarelor TEC-MOS cu canal ini ţ ial p, între sursă şi drenă există un canal de tip p chiar şi pentru tensiuni U GS=0. Dacă UGS>0 în substratul semiconductor se induce o sarcină negativă, canalul se îngustează, rezistenţa sa creşte şi curentul de drenă I D scade faţă de valoarea avută la UGS=0. Se poate spune că pentru UGS>0 tranzistorul lucrează prin “golire”, săr ăcire (depletion). Dacă U GS<0 atunci în substratul semiconductor se induce o sarcin ă pozitivă, canalul se lărgeşte, rezistenţa sa scade şi curentul de drenă creşte faţă de valoarea avută pentru UGS=0 (fig. 4.15 a). Se spune că pentru UGS<0 tranzistorul lucrează prin “îmbogăţire” (enhancement). ID[mA]

ID[mA]

UDS<0

UDS>0 “golire”

“golire” “îmbogăţire”

“îmbogăţire”

UGS[V]

UGS[V]

UP >0

UP <0

a)

b)

Fig. 4. 15 Caracteristica de transfer pentru TEC-MOS cu canal ini ţ ial de tip p a i cu canal ini ial de ti n b

Aceeaşi comportare o are şi TEC-MOS-ul cu canal iniţial de tip n, dar pentru polarităţi inverse ale tensiunii U GS. Simbolurile tranzistoarelor TEC-MOS cu canal iniţial evidenţiază continuitatea (existenţa) canalului şi implicit a curentului de drenă când UGS=0.

4.2.2. Tranzistoarele TEC-MOS. Aplicaţii

În continuare vor fi prezentate câteva aplica ţii simple ale tranzistoarelor TEC-MOS. Una din principalele aplicaţii ale acestor tranzistoare o constituie folosirea lor la realizarea familiei de circuite integrate CMOS. Familia circuitelor CMOS foloseşte tranzistoare MOS în simetrie complementar ă, adică un tranzistor tip NMOS, cuplat în aceeaşi plachetă (substrat) de siliciu cu un tranzistor PMOS ( C de la Complementary - symetry MOS ). Primele circuite integrate CMOS au fost dezvoltate în anii 1960 în laboratoarele firmei RCA din SUA.

54

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS 4.2.2.1. Inversorul CMOS

În (fig. 4.16) este prezentat simbolul, schema electric ă şi tabela de adevăr pentru un inversor CMOS. Acesta constituie blocul fundamental al circuitelor integrate CMOS.

A

Intrare Sus (VDD) Jos (VSS)

A

b)

a)

Ieşire Jos (VSS) Sus (VDD)

c)

Fig. 4. 16 Inversorul CMOS : simbol a), schema electrică b), tabela de adevăr intrare-ie şire c)

O tensiune pozitivă (Sus - VDD) aplicată terminalului comun al celor două grile G duce la deschiderea tranzistorului NMOS şi la blocarea celui PMOS; astfel ieşirea va fi comutată la o valoare scăzută a tensiunii (Jos – VSS). Similar, pentru o tensiune redusă sau nulă se deschide tranzistorul de sus PMOS şi se blochează cel de jos NMOS; la ieşire se obţine o tensiune ridicată (Sus – VDD). Vss se mai numeşte potenţial de referinţă (zero volţi). Caracteristicile de transfer U ieşire=f(Uintrare) şi curentul de drenă ID=f(Uintrare) sunt prezentate în (fig. 4.17 a, b). Uieşire I

ID II III IV

VDD

I

V

II III IV

U pN

V

U pP

Uintrare a)

Uintrare

VDD

b)

VDD

Fig. 4. 17 Caracteristicile de transfer ale inversorului CMOS

Se pot pune în evidenţă un număr de cinci zone distincte. Cu U pN, U pP s-au notat tensiunile de prag ale tranzistorului cu canal n, respectiv cu canal p. În zona I (U intrare
EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Se observă că tensiunile de ieşire sunt VDD sau VSS (0 V) iar curentul prin tranzistoare este nul. De aici rezultă principalul avantaj al familiei CMOS şi anume consumul infim de putere (aprox. 10 nW/poartă). 4.2.2.2. Amplificator cu TEC - MOS

În (fig. 4.18) este prezentat un amplificator cu TEC-MOS.

uieşire uintrare Fig. 4. 18 Amplificator cu tranzistor TEC-MOS Rezistenţele R1...R5 se folosesc pentru polarizarea tranzistorului a.î. PFS al tranzistorului să fie situat în regiunea de saturaţie. Semnalul (tensiunea) de intrare se aplică prin intermediul condensatorului C2 în grila tranzistorului. Semnalul de ie şire este obţinut după separarea componentei continue prin condensatorul C1. OBSERVAŢIE ! Grila (poarta) şi substratul semiconductor al unui MOS formează un condensator minuscul. Conform relaţiei (1.12) rezultă:  (4.14)  Astfel, pentru o valoare mică a capacităţii C , o sarcină Q stocată poate duce la apariţia unor tensiuni mari între armăturile condensatorului. La tensiuni de peste 100 V dielectricul format din stratul izolator de SiO 2 se str ă punge. Acest lucru se poate întâmpla chiar la simpla atingere cu mâna a terminalului de grilă (poartă). De aceea la utilizarea TEC-MOS-urilor trebuie avute în vedere câteva mă suri de protec ţ ie a intr ărilor : -pinii dispozitivelor MOS vor fi scurt-circuitaţi printr-un fir conductor până după introducerea lor în circuit; -toate intr ările neutilizate (la circuitele integrate) se vor conecta la mas ă, la VDD sau la VSS; -operatorul care manipulează MOS-uri trebuie să evite îmbr ăcămintea care poate acumula sarcini electrostatice (lână, mătase, materiale sintetice) şi să poarte la mână o br ăţar ă metalică conectată la potenţialul de referinţă; -carcasa dispozitivului de lipire a componentelor (pistol sau sta ţie de lipit) trebuie de asemenea conectată la masă; -nu se vor introduce sau scoate dispozitive din circuite aflate sub tensiune.



56


5. ALTE DISPOZITIVE ELECTRONICE 5.1. Alte dispozitive semiconductoare cu jonc ţiune

În capitolele precedente au fost prezentate câteva din cele mai utilizate dispozitive electronice semiconductoare folosite în circuitele electronice: dioda, tranzistorul bipolar, tranzistorul unipolar (cu efect de câmp). În continuare vor fi prezentate şi alte dispozitive electronice semiconductoare cu joncţiune: tiristorul, diacul, triacul, tranzistorul unijoncţiune.

5.1.1. Tiristorul Tiristorul este un dispozitiv electronic multijoncţiune (trei joncţiuni), cu patru straturi semiconductoare pnpn în serie. Cele două straturi din mijloc sunt dopate mai slab decât straturile de la extremităţi. Terminalele metalice ale tiristorului se numesc: anod A montat pe stratul p1, catod K montat pe stratul n4 şi terminalul de comandă G ( gril ă de comand ă sau poart ă sau gate în lb.engleză) montat pe stratul p3. Se observă că tiristorul este echivalent cu trei diode semiconductoare legate în serie, grila de comandă fiind montată între diodele j2-j3 (fig. 5.1 c). De asemenea este un dispozitiv unidirec ţ ional deoarece permite trecerea curentului întrun singur sens, de la anod la catod. A

A

iA P(G) uGK

p

uAK

j1

iG n j2 p P(G)

n j3

K

K

a)

b)

c)

d)

Fig. 5. 1Tiristorul: simbol a), structur ă internă b),modelul cu trei jonc ţ iunidiode în serie c modelul cu două tranzistoare în serie d 5.1.1.1. Func ţ ionarea tiristorului

Dacă se polarizează tiristorul în mod direct (tensiune pozitivă la anod şi negativă la catod), cele două joncţiuni marginale sunt polarizate direct iar joncţiunea din mijloc invers; rezultă că prin dispozitiv va circula un curent foarte mic şi spunem că tiristorul este blocat . Dacă se schimbă polaritatea tensiunii aplicate între anod şi catod se observă că diodele marginale sunt polarizate invers şi dioda D2 este polarizată direct, deci tiristorul este tot blocat , prin el circulând un curent mai mic decât la polarizarea directă. Deci tiristorul blochează trecerea curentului în ambele sensuri prin el atâta timp cât asupra por ţii nu se aplică nici un potenţial electric. În (fig. 5.1 d) tiristorul este modelat folosind dou ă tranzistoare bipolare complementare (pnp şi npn). Scriind relaţiile între curenţi se obţine: (5.1) - pentru T2:   

                       

-pentru T1: Înlocuind (5.3) în (5.2) rezultă:

57

(5.2) (5.3)


      

(5.4)

Folosind definiţiile curenţilor IC1 şi IC2:

      ;       

(5.5)

unde α p , αn , I CB01 , I CB02 sunt factorii de amplificare în curent emitor-colector, respectiv curenţii reziduali de colector ai tranzistoarelor T1 şi T2. Înlocuind I C1 şi I C2 în (5.3) şi notând cu I CB0= I CB01+ I CB02 curentul rezidual care str ă bate joncţiunea centrală j2, rezultă curentul prin tiristor:

    

(5.6)

Se observă dependenţa dintre curentul prin tiristor şi curentul de comandă injectat prin grila tiristorului. În (fig. 5.2) este ilustrată dependenţa curentului prin tiristor de tensiunea aplicat ă pe acesta, la diferite valori ale curentului de comandă injectat în grilă. iAD

2 3

uAKR

4

iL iH

iG2 >iG1>iG=0

uAKD UAK2

UAK1 UAK0 1

iAR Fig. 5.2 Caracteristica statică curent-tensiune a tiristorului

Se disting următoarele regimuri (caracteristici) de funcţionare ale tiristorului: Caracteristica 1 de blocare la polarizarea direct ă. Este reprezentată prin • por ţiunea 1 a caracteristicii, tiristorul fiind polarizat direct (anodul A pozitiv şi catodul K negativ) şi necomandat (I G=0). Curentul prin tiristor este foarte mic. Crescând tensiunea anodcatod curentul r ămâne în continuare redus. Aceasta pân ă când se atinge valoarea tensiunii de autoaprindere U AK0 (este tensiunea la care tiristorul se autoaprinde, f ăr ă impuls de comandă pe grilă). În acest moment se produce autoamorsarea tiristorului, cu creşterea bruscă a curentului prin tiristor, până la valoarea i L (numit curent de acro şare a tiristorului) simultan cu scăderea bruscă a tensiunii pe tiristor U AK . Funcţionarea tiristorului trece de pe caracteristica de blocare 1 pe caracteristica de conducţie 2. Dacă se comandă grila cu curenţi I G2> I G1 > I G atunci tiristorul se amorsează la tensiuni de blocare directă mai mici decât în cazul în care este necomandat. După intrarea în conducţie tensiunea UGK poate să devină zero, tiristorul r ămânând în conducţie. Caracteristica 2 de conduc ţ ie. Este reprezentată prin por ţiunea 2 a caracteristicii • i A=f(u AK ) după ce tiristorul a fost amorsat (aprins). Valoarea curentului de acro şare I L este curentul prin tiristor în momentul aprinderii. Din acest punct curentul prin tiristor cre şte liniar, valoarea sa fiind limitată numai de rezistenţa exterioar ă a circuitului în care este montat 58

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS tiristorul. Dacă se scade tensiunea pe tiristor U AK se observă menţinerea curentului prin tiristor şi sub valoarea curentului de acroşare I L până la un punct notat I H numit curent de men ţ inere. Valoarea tensiunii pentru acest punct se numeşte tensiune de prag . Dacă se continuă scăderea tensiunii pe tiristor acesta se blochează (se stinge); prin tiristor nu circulă curent. Se observă că pentru polarizarea directă, cu cât curentul aplicat pe grilă este mai mare (IG2>IG1>IG=0) cu atât scade teniunea pe tiristor U AK la care se deschide tiristorul. Caracteristica 4 de blocare la polarizarea invers ă. Reprezintă dependenţa dintre • curentul invers prin tiristor şi tensiunea inversă aplicată între anod şi catod. Tiristorul este blocat şi indiferent de mărimea curentului de comandă tiristorul nu se aprinde (amorsează). Pentru o funcţionare normală, tiristorul trebuie să intre în conducţie numai la comandă, atunci când primeşte un anumit curent în grilă, continuu sau sub formă de impulsuri. Există însă şi situaţii nedorite în care tiristorul se amorsează şi anume: odată cu creşterea temperaturii sau prin variaţii bruşte în timp ale tensiunii anod-catod ( efectul du/dt ). Împotriva acestui efect se montează în paralel cu tiristorul grupuri RC.

5.1.2. Tiristorul cu blocare pe poartă (GTO-Gate Turn Off)

Tiristorul cu blocare pe poartă încearcă să înlăture un dezavantaj al tiristorului obişnuit şi anume acela că , odată intrat în conducţie în circuite de curent continuu nu mai poate fi scos din această stare f ăr ă folosirea unor circuite suplimentare (condensator plus un tiristor secundar de stingere care să inverseze tensiunea pe tiristorul principal, astfel încât acesta s ă poată fi blocat). La fel ca tiristorul, GTO-ul are patru straturi semiconductoare pnpn în serie şi trei terminale: anod A, catod K şi terminalul de comandă G (P) (fig. 5.3 a) . GTO are o structur ă internă diferită în comparaţie cu tiristorul convenţional. Prin posibilitatea comenzii (blocare-amorsare) pe grilă se poate spune că GTO-ul reuneşte avantajele tiristorului obişnuit cu cele ale tranzistorului bipolar. iG A iGC

G(P)

t

0

UAK

iGB

K tC

tB T

a)

b)

Fig. 5. 3 GTO: simbol a), forma impulsului de curent în gril ă (poart ă ) pentru intrarea în conduc ţ ie şi pentru blocare b) Pentru amorsare se aplică o tensiune pozitivă între grilă şi catod (se injectează curent în grilă). Pentru blocare se aplică o tensiune negativă grilă-catod (se extrage curent din tiristor prin grilă). Dacă se defineşte factorul de umplere ε prin relaţia:

      unde t C este perioada de conduc ţ ie iar t B este perioada de blocare . 59

(5.7)

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Pentru  rezultă astfel posibilitatea reglării perioadei de conducţie, respective de blocare a tiristorului.

 0, 0,1

5.1.3. Triacul Triacul este un dispozitiv electronic cu trei terminale având şase straturi semiconductoare. Spre deosebire de tiristor care nu poate conduce decât într-un singur sens, triacul este un dispozitiv bidirecţional dacă este comandat pe poartă cu impulsuri de polarităţi diferite pentru fiecare din sensurile curentului principal. Deşi se observă că triacul este echivalent cu două tiristoare montate antiparalel; funcţionarea sa este diferită de cea a două tiristoare. i A1(+) A1(-) A1 n

n p

G(+)

A2

u

n

n

P(G)

p

n p n A2(-)

G(-)

n

p n

A2(+)

a)

b) c) Fig. 5. 4 Triacul: simbol a), structur ă internă b), caracteristica curent-tensiune c) Deoarece poate conduce în ambele sensuri, se foloseşte în circuite de curent alternativ pentru reglarea valorii efective a tensiunii de alimentare a unei sarcini-consumator de c.a.

5.1.4. Diacul Diacul este un triac f ăr ă poartă. Este un dispozitiv bidirecţional, cu cinci straturi semiconductoare şi două terminale (fig. 5.5 a). Cele două terminale numite anozi (A1 şi A2) sunt echivalente. I conductie A1 amorsare

I

U

IH UREZ UBO

U

blocare

A2 b) a) Fig. 5. 5 Diacul: simbol a), caracteristica curent-tensiune b) În (fig. 5.5 b) este prezentată caracteristica statică a diacului. Se observă că aceasta este neliniar ă şi simetrică; de asemenea sunt por ţiuni în care panta sa este negativă. ∆ Pe aceste por ţiuni, în diferite puncte se defineşte rezistenţa dinamică  ∆ care este negativă (la creşterea tensiunii, curentul scade). Această proprietate este esenţială în funcţionarea şi utilizarea diacului. La creşterea tensiunii U aplicate, diacul este blocat până în momentul atingerii tensiunii de ’întoarcere’, când acesta se amorsează. Această tensiune se numeşte tensiune de aprindere sau de amorsare (UBO =breakover voltage). După amorsare, tensiunea pe diac r ămâne practic constantă la valoarea U REZ numită tensiune rezidual ă. Diferenţa dintre U B0 şi UREZ se numeşte tensiune dinamică de amorsare şi are o valoare de aprox. 5-7 V.



60

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Aplicaţia principală a diacului este generarea unor impulsuri de curent pentru comanda grilelor tiristoarelor şi triacelor (fig. 5.6). +EC

Fig. 5. 6 Utilizarea diacului pentru comanda unui triac

Exemplu: Date catalog pentru diac Cod

Tensiune de întoarcere Curent întoarcere maxim Tensiune de salt minimă UB0 [V] IB0M [µA] (la IS=10 mA) US [V] minimă maximă DC32 28 36 300 5 DC50 46 54 300 7 Obs. Rezisten ţ a negativă a diacului apare la I B0 şi dispare la curen ţ i de (2.....5)A

5.1.5. Tranzistorul unijoncţiune (TUJ)

Tranzistorul unijoncţiune este un dispozitiv cu trei terminale: emitor (E) şi două baze (B1 şi B2) (fig. 5.7). La capetele unei bare semiconductoare de Si slab dopat ă cu impurităţi (deci având un caracter predominant n) sunt fixate terminalele metalice care constituie bazele B1 şi B2. În zona centrală a blocului semiconductor se realizează o joncţiune pn. Zona p+ puternic dopată cu impurităţi se numeşte emitor . B2

B2

IB E

nSi

IE E

p+

IE

IB2

UEB P

IE UB2B1 I V

UEB1

V

IP 0 UV

UBB B1

V

P UP

UEB 0

IE

B1 c) d) b) a) Fig. 5.7 TUJ: simbol a), structur ă internă b), modelul echivalent c), caracteristica static ă de intrare d) Dacă se aplică între baze o tensiune U BB>0 atunci potenţialul din dreptul joncţiunii emitorului va fi:   (5.8)     unde: iar

          0,5….0,8 este factorul (raportul) de divizare intrinsec        10 Ω este rezistenţa interbază (de valoare mare) 61

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Funcţionarea TUJ se bazează pe modificarea rezistenţei R B1 dintre baza B1 şi joncţiunea emitor prin tensiunea aplicată pe emitor U EB1. Se observă pe caracteristica de intrare o por ţiune de rezistenţă diferenţială negativă (cuprinsă între punctele PV). Punctul P de coordonate (U P, I P) se numeşte punct de vârf (peak-point). Punctul V de coordonate (U V, IV) se numeşte punct de vale (valley-point). Joncţiunea pn se deschide atunci când se atinge tensiunea de vârf:

     

(5.9)

După depăşirea tensiunii de prag şi implicit a tensiunii de vârf U P, R B1 scade foarte mult, caracteristica având rezistenţă negativă. Aceste tranzistoare se folosesc frecvent pentru comanda aprinderii tiristoarelor, generând impulsuri scurte, de energie mare şi consumând curent mic de la sursa de alimentare. O altă aplicaţie tipică este oscilatorul cu TUJ (fig. 5.8).

a)

b)

Fig. 5.8 Oscilator de relaxare cu TUJ: schemă a), diagrame de semnal b)

La aplicarea tensiunii de alimentare E A condensatorul C se încarcă exponenţial prin rezistenţa R până la valoarea de vârf U P=ηEA. La această tensiune joncţiunea EB1 se polarizează direct şi rezistenţa dinamică devine negativă. Condensatorul C se descarcă rapid prin joncţiunea EB1, generând un impuls pozitiv de tensiune pe sarcina R 1. Când tensiunea pe condensatorul C scade până la valoarea U V , TUJ trece în starea blocată şi condensatorul reîncepe să se încarce exponenţial. Exemplu: Date catalog pentru TUJ Cod ROS11 2N2160

IE [mA] 70 50

UEB1 [V] 30 30

UBB [V] 35 35

η 0,6 0,47

R BB[k Ω] min max 2,5 10 4 12

IEB0[µA] IP[µA] Iv[mA] UEB1sat[V] max max min min 12 25 1 5 12 25 8 5

5.2. Dispozitive optoelectronice Dispozitivele optoelectronice se bazează, în majoritate pe efectul absorb ţ iei sau al emisiei radia ţ iei luminoase în medii semiconductoare speciale pe bază de siliciu (Si), galiu (Ga), arseniu (As), fosfor (P), etc. Fenomenul care apare în acest caz se nume şte efect fotoelectric şi are ca efect eliberarea electronilor liberi sub acţiunea radiaţiei luminoase. Poate fi:

62

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS -efect fotoelectric extern dacă electronii, după ce au absorbit radiaţia luminoasă sunt extraşi din interiorul solidului (este cazul dispozitivelor de afişare cu descărcări în gaze, vid); -efect fotoelectric intern dacă electronii, după ce au absorbit radiaţia luminoasă sunt doar desprinşi din atom, devenind purtători liberi de sarcină chiar în interiorul reţelei în care se găsesc (specific semiconductoarelor). Dacă este vorba de absorb ţ ia luminii, dispozitivele se numesc fotodetectori şi pot fi fotodiode, fotorezistori sau fototranzistori. De asemenea pot fi fotoelemente cum sunt celulele solare. Dacă este vorba de emisia luminii, dispozitivele pot fi fotoemi ţători folosiţi cel mai mult în dispozitive de afişare, realizate cu diode electroluminiscente (LED) sau cu afi şoare cu LEDuri. Există dispozitive care înglobează şi efectul emisiei şi al absorbţiei luminoase, optocuploarele. În ultimul timp se folosesc din ce în ce mai mult dispozitive de afi şare (display-uri) cu cristale lichide (LCD-uri) sau cu plasmă. În (fig. 5.9) este prezentat spectrul radia ţiei electromagnetice. Acesta include şi spectrul radiaţiei luminoase (ultraviolet, lumină vizibilă, infraroşu). La rândul său, domeniul luminii vizibile cuprinde culorile: violet, albastru, verde,galben,portocaliu, ro şu fiecare cu lungimile de undă respective. 390 455

10 Ultraviolet

492 577 597

Violet Verde Portocaliu Galben Albastru

106

770

622 Roşu

λ [nm]

Infraroşu

Lumină vizibilă Raze cosmice

Raze X Unde mm Unde radio Frecven e audio

Raze Gama 10-10

10-8

10-6

10-4

10-2

1

102

104

106

1010

1014 Lungime de undă λ [µm]

Fig. 5.9 Spectrul radia ţ iei electromagnetice

5.2.1. Fotodetectori şi fotoelemente 5.2.1.1. Fotorezistor (LDR – Light Dependent Resistor)

Se bazează pe fenomenul de fotoconductivitate prin care sub influenţa radiaţiei luminoase sunt eliberaţi electroni liberi care cresc conductivitatea electric ă a semiconductorului şi implicit scad rezisten ţ a rezistorului(este o aplicaţie a efectului fotoelectric intern) . Sensibilitatea unui fotorezistor poate varia în funcţie de materialul semiconductor din care este realizat (fig. 5.10a). Funcţionarea nu depinde de semnul tensiunii aplicate. În (fig. 5.10 b,c) este prezentat simbolul şi modul de utilizare într-un circuit de detecţie. Valoarea curentului prin fotorezistor, la o tensiune dat ă U depinde de nivelul de iluminare conform caracteristicii curent – tensiune (fig. 5.10 d).

63

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS I 0

a)

b)

c)

E2>E1 E1 U

d)

Fig. 5.10 Fotorezistor: structura a),simbol b), mod de utilizare c), caracteristica I/U d) Parametrii specifici unui fotorezistor sunt: -valoarea rezistenţei electrice la întuneric; -tensiunea maximă admisă la borne; -puterea maximă disipată; -sensibilitatea la lumină (se defineşte ca raportul dintre variaţia curentului şi variaţia iluminării E , la o tensiune constantă aplicată):

  ∆∆ 

(5.10)

5.2.1.2. Fotoelementul (celula fotovoltaică )

Este un dispozitiv optoelectronic format dintr-o jonc ţiune pn şi care funcţionează pe baza efectului fotovoltaic . Efectul fotovoltaic este o aplicaţie a efectului fotoelectric intern prin care energia radiaţiei luminoase (a fotonilor) este transformată direct în energie electrică. I [µA]

s

E=0 E E=500 lx

0 ISC

U0C U

AK

0,3 1 R S=∞

U

I R S=0

R S

a) b) c) Fig. 5.11 Fotoelement: structura a), simbol şi mod de utilizare b), caracteristica I-U c) Spre deosebire de o diodă obişnuită, la celula fotovoltaică suprafaţa frontală (activă) nu este acoperită de contactul metalic (faţă) ci de un strat reflectant; dispozitivul are o fereastr ă prin care poate pătrunde lumina. Dacă suprafaţa activă este iluminată (fig. 5.11), la borne apare o tensiune de polaritate pozitivă (+) la regiunea p (Contact faţă-Anod) şi negativă (–) la regiunea n (Contact spate-Katod) dacă se conectează un voltmetru la capetele joncţiunii acesta ar ar ăta o tensiune U 0C numită tensiune de circuit deschis . Această tensiune aplicată unei rezistenţe R determină apariţia unui fotocurent care este de sens contrar curentului care ar circula prin circuit în cazul polariz ării directe de la o tensiune externă. Din analiza caracteristicii curent-tensiune se disting următoarele zone de funcţionare: -cadranul unu: celula fotovoltaică nu este iluminată, necesită polarizare directă exterioar ă (regim de diodă obişnuită); -cadranul trei: celula fotovoltaică este iluminată şi polarizată invers de la o tensiune externă; 64

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS -cadranul patru: este zona de funcţionare caracteristică celulei fotovoltaice; sub influenţa luminii joncţiunea devine o sursă de tensiune (de aici şi denumirea de fotoelement); valoarea rezistenţei R determină univoc curentul şi tensiunea prin circuit. Cei mai importanţi parametrii ai unei celule fotovoltaice sunt: -curentul de scurtcircuit I SC; -tensiunea de circuit deschis U 0C; Celula solar ă este un fotoelement cu o construcţie optimizată pentru captarea energiei solare în vederea gener ării de energie electrică. Contactul faţă (Anodul+) este format dintr-o grilă metalică pentru a mări eficienţa colectării purtătorilor fotogeneraţi şi de a micşora rezistenţa celulei. Suprafaţa activă este cît mai mare pentru a ob ţine curenţi debitaţi cât mai mari. Mai multe celule sunt asamblate în module, iar mai multe module în panouri solare pentru obţinerea unor tensiuni de sute de wati. La legarea a două celule solare în serie, modulul rezultant va avea curentul de scurtcircuit de valoarea cea mai mic ă (din cele două) în timp ce tensiunea rezultantă va fi egală cu suma celor două tensiuni. 5.2.1.3. Fotodiod ă

Este un dispozitiv optoelectronic constituit dintr-o jonc ţiune pn, polarizată la tensiuni inverse de la o sursă exterioar ă. Pot funcţiona în IR (Infraroşu) sau în spectrul luminii vizibile, funcţie de materialul filtrant prin care p ătrunde radiaţia luminoasă către semiconductor. Funcţionarea se bazează pe efectul fotovoltaic. I U1

U

0

E=0 E>0 U/R

a)

c)

b)

Fig. 5.12 Fotodioda: simbol a), mod de utilizare b), caracteristica U-I c)

Se disting trei regiuni de funcţionare (fig. 5.12 c): -cadranul unu: polarizare directă (regim de diodă obişnuită); -cadranul patru: polarizare exterioar ă nulă (regim de fotoelement în care curentul prin diodă depinde de fluxul luminos incident); -cadranul trei: polarizare externă inversă (regim de fotodiodă în care curentul prin diodă, numit curent de iluminare este propor ţional cu intensitatea luminoasă E [lx]); fotodioda se comportă ca o sursă de curent constant, la aceeaşi iluminare E . Parametrii specifici unei fotodiode sunt: -curentul de întuneric (este valoarea curentului prin diod ă la iluminare nulă); -tensiunea inversă maximă (este valoarea tensiunii inverse maxime aplicată diodei f ăr ă ca aceasta să se distrugă); -rezistenţa dinamică la polarizare inversă: R d=ΔU/ΔI; -sensibilitatea: SE=ΔI/ΔE [µA/lx] 5.2.1.4. Fototranzistorul

Este un tranzistor la care curentul de colector este comandat prin iluminarea uneia dintre regiunile semiconductoare (baza, emitorul sau colectorul). Contactul bazei se folose şte numai ca stabilizare la variaţia temperaturii. Cea mai utilizată configuraţie este aceea în care tranzistorul este npn şi comanda (prin flux luminos) se face în baza tranzistorului. 65

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS IC[mA] IC

E=ct

UCE

E=0 UCE[V]

a)

c)

b)

Fig. 5.13 Fototranzistorul: simbol a), mod de utilizare b), caracteristica I C- U CE c) Avantajul unui fototranzistor faţă de o fotodiodă este sensibilitatea mare la lumină datorată amplificării în curent β. Ca dezavantaj se observă valoarea mare a curentului de colector în absenţa iluminării (curentul de întuneric); acesta este motivul pentru care fototranzistorul se foloseşte în circuitele de sesizare a luminii şi nu în cele de apreciere a diferitelor nivele de iluminare. Parametrii principali ai unui fototranzistor sunt: -curentul de întuneric; -tensiunea maximă colector emitor suportată UCEmax ; -curentul maxim de colector I Cmax; -sensibilitatea spectrală (se defineşte ca dependenţa dintre curentul de colector şi lungimea de undă a radiaţiei incidente).

5.2.2. Fotoemiţători

În continuare se vor prezenta câteva dispozitive care folosesc fenomenul emisiei luminoase la trecerea curentului electric prin medii semiconductoare. 5.2.2.1. Dioda electroluminiscent ă

Dioda electroluminiscentă este un dispozitiv foarte utilizat în aplicaţiile electronice. Astăzi sunt comercializate becuri cu LED-uri (18-24 Led-uri, la 230 V AC, 12 V DC, diverse culori); module, tuburi sau baghete cu LED-uri obi şnuite sau SMD. Pot avea diverse dimensiuni şi forme. Cele obişnuite au două terminale (o culoare) dar pot fi şi cu mai multe (bicolore, etc). IF[mA]

IF 20

UAK

UAK [V] 1

2

Fig. 5.14 LED-ul: simbol a), mod de utilizare b), caracteristica I F -U AK c) LED (Light-Emitting-Diode) este o diodă semiconductoare (joncţiune) care emite un flux luminos atunci când este str ă bătută de un curent electric la o polarizare directă. Culoarea luminii emise depinde de materialul semiconductor şi de impurităţile de dopare folosite (GaAs, GaAsP, GaAsSi). În (tab. 5.1) sunt prezentate câteva exemple de LED-uri care emit lumin ă în diverse culori (lungimea de undă) în funcţie de tensiunea aplicată şi materialul semiconductor din care sunt alcătuite: Tab. 5.1 Culoare Lungime de undă λ Tensiune Material semiconductor [nm] [V] Infraroşu GaAs; AlGaAs λ>760 ΔU<1,9

66

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Roşu 610<λ<760 1,63<ΔU<2,03 AlGaAs; GaAsP Portocaliu 590<λ<610 2,03<ΔU<2,10 Verde 500<λ<570 2,18<ΔU<4 Ultraviolet 3,1<ΔU<4,4 λ<400 Aplicaţiile LED-urilor sunt foarte diverse începând de la elemente indicatoare de semnalizare, la afişoare numerice, alfanumerice sau grafice (imagini). Cele care emit în infraro şu sunt folosite la transmiterea datelor prin fibre optice, la transmiterea unor comenzi c ătre aparatura audio-video-TV sau în instalaţii de securizare, la detectarea mişcărilor pe timp de noapte, etc. De asemenea LED-urile care emit în spectrul ultraviolet sunt folosite în instalaţii şi dispozitive de sterilizare şi desinsectie. În (fig. 5.15) sunt prezentate câteva circuite pentru alimentarea şi comanda aprinderii LED-urilor.

a)

c)

b)

Fig. 5.15 Comanda LED-urilor: la curent constant a), din circuite logice open colector b), cu tranzistoare legate în anod (sus) sau în catod (jos) c)

Calculul rezistorului care limitează curentul prin diodă se face cu relaţia:

   

(5.11)

unde: UF [V] şi IF [A] sunt tensiunea şi curentul direct (din catalog) Caracteristici principale ale LED-urilor: -caracteristici de luminozitate şi culoare (lungimea de undă λP la intensitatea luminoasă maximă); 5.2.2.2. Afi şoare cu diode electroluminiscente

Pentru a afişa rezultatele diferitelor prelucr ări efectuate asupra datelor (măsur ări, achiziţii de date, etc.) se folosesc afişaje digitale realizate în diferite tehnologii: afişaje incandescente, tuburi fluorescente, dispozitive cu descărcare în gaz (tuburi NIXIE), afişaje cu diode electroluminiscente, afişaje cu cristale lichide. În prezent sunt folosite ultimele dou ă tehnologii.

67

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Dispozitivele de afişare cu diode electroluminiscente sunt de mai multe feluri: afişaje hibride cu şapte segmente; afişaje monolitice cu lupă pentru mărirea cifrei; afişaje alfanumerice cu matrice de puncte (pixeli). a) Afi şaje cu segmente: sunt obţinute din LED-uri îngropate în canale din materiale opace şi a căror lumină este reflectată şi difuzată spre suprafaţa exterioar ă transparentă. LEDurile pot fi legate intern cu anodul comun (AC) sau catodul comun (CC) (fig. 5.16).

b)

a)

Fig. 5.16 Afi şor 7 segmente: un digit anod comun a), comanda b)

Atunci când trebuie comandaţi un număr mai mare de digiţi (>4) se foloseşte comanda multiplexat ă (strobe) la un curent de vârf mare şi cu un factor de umplere mic. Aceast ă metodă duce la creşterea eficienţei unui LED şi la micşorarea puterii medii disipate în comparaţie cu comanda în c.c. Un astfel de circuit este prezentat în (fig. 5.17).

Fig. 5.17 Multiplexarea a 8 afi şoare cu 7 segmente, anod comun AC

Făcând referire la (fig. 5.17) elementele de care trebuie ţinut cont în proiectare sunt: -având 8 digiţi rezultă un factor de umplere ε=1/8; -pentru o intensitate luminoasă aleasă se stabileşte un curent mediu pe segment I F; -curentul de vârf prin segment va fi I P=IF/ε; -rezistoarele de limitare se calculează cu formula:

     

(5.12)

unde: U F este tensiunea directă pe LED la un curent egal cu I p; U Dec este tensiunea la ieşirea decodificatorului de 7 segmente. Când toate segmentele unui digit sunt aprinse (cifra 8), curentul maxim printr-un tranzistor este IT=7 IP. Se alege un tranzistor de putere, cu tensiune de saturaţie mică şi curent de colector mai mare decât I T. În prezent pentru multiplexarea afişajelor electroluminiscente se folosesc circuite integrate logice sau sisteme cu microprocesoare.

68

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS b) Afi şaje monolitice cu segmente difer ă de cele precedente prin faptul că segmentele individuale sunt formate prin difuzia separată de joncţiuni semiconductoare de diode electroluminiscente pe un singur substrat de GaAsP. Prin această tehnologie rezultă caractere mici care sunt mărite cu ajutorul unor lentile exterioare. Aceste afi şoare se folosesc în special în calculatoarele de buzunar. c) Afi şaje alfanumerice cu matrice de puncte (dot matrix) au în special dimensiunea de 5x7 puncte. Fiecare punct (pixel) este format din câte un LED. Toate sunt apoi legate având un anod (catod) comun. Pot afişa orice caracter alfabetic sau cifric. Comanda lor este mai complex ă decât a celor cu 7 segmente. Pot conţine în aceeaşi capsulă şi comanda: memoria datelor, decodificatorul, etc.

Fig. 5.18 Afi şor matrice 5x7 puncte anod comun În (fig. 5.18) matricea este formată din LED-uri care au legaţi anozii împreună (5 coloane, legate la terminalul AC) iar catozii sunt accesibili la terminalele L1.....L7 (7 linii). În funcţie de comandă, prin alimentarea corespunzătoare se poate aprinde oricare din cele 35 de puncte ale matricei. Există matrici cu diferite combinaţii: 4x4, 5x8, 8x8, 16x16, etc., cu AC sau CC, cu acces la linii sau coloane, unicolore sau multicolore.

5.2.3. Alte dispozitive de afişare 5.2.3.1. Afi şaje (display-uri) cu cristale lichide

Cristalul lichid este un lichid anizotrop (prezint ă caracteristici fizice diferite în funcţie de direcţia de măsur ă şi observare), aflat într-o stare intermediar ă între cea solidă de cristal şi lichidă. După modul de dispunere a moleculelor, cristalele lichide pot fi în stare: nematică , smectică şi colesterică. Datorită consumului şi dimensiunilor reduse LCD-urile (Liquid Crystal Display) au fost folosite iniţial ca afişoare pentru ceasurile şi calculatoarele de mână. Apoi au fost folosite din ce în ce mai mult în telefonie, instrumente de măsur ă, echipamente de bord la automobile, etc. LCD-urile sunt afişaje pasive deoarece nu generează lumină ci au nevoie de o sursă de lumină. Ele pot fi : -transmisive: transmit lumina primită din spate, prin suprafaţa posterioar ă, de la o sursă de lumină artificială către privitor (fig. 5.19); -reflective: folosesc lumina primită din mediul ambiant, dinspre privitor, pe care o reflectă printr-o oglindă (fig. 5.20); Principiul de funcţionare al celor două tipuri de LCD-uri sunt prezentate în continuare. Un LCD este un panou tip sandwich (acolada orizontal ă) format din următoarele elementele principale: -un strat de cristal lichid (CL) situat între două panouri de sticlă pe care se găsesc electrozi transparenţi: un electrod comun (EC) şi un număr de electrozi egal cu numărul segmentelor (în cazul afişajelor 7 segmente) sau al pixelilor care trebuie afi şaţi; între aceşti electrozi se aplică sau nu o tensiune de comandă U CS ; această comandă poate fi f ăcută în curent alternativ (25Hz....1kHz) sau cu impulsuri dreptunghiulare cu factorul de umplere ε=50%;

69

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS -două filtre de polarizare FPO=filtru de polarizare orizontală spate şi FPV =filtru de polarizare verticală faţă; -o sursă de lumină artificială (SL) situată în spatele LCD-ului (la cele transmisive). P

FPVfaţă

Suport Sticlă

CL

UCS(a....g)

Electrozi transparenţi Segmente (ES)

Suport Sticlă

FPOspate

Electrod Comun (EC) transparent

SL

Raza incidentă

Fig. 5.19 Principiul de func ţ ionare al LCD-urilor transmisive

Prin (P) s-a figurat poziţia observatorului (privitorului) faţă de display-ul LCD. Atunci când se aplică o tensiune de comandă între EC şi electrodul segmentului a (de exemplu), sub influenţa câmpului electric exterior cristalul lichid nu mai rote şte lumina polarizată orizontal cu FPOspate şi atunci segmentul a al digitului r ămâne opac (lumina nu trece de FPVfaţă).

P

SL

FPVfaţă

Raza incidentă

Raza reflectată

CL

FPOspate

O Segment transparent

-f ăr ă tensiune de comandăSeg. opac

-cu tensiune de comandă Fig. 5.20 Principiul de func ţ ionare al LCD-urilor reflective

În (fig. 5. 20) LCD-ul fiind reflectiv, sursa de lumin ă (SL) este chiar lumina ambientală, situată în faţa LCD-ului, ca şi privitorul (P). Pentru simplificare nu au mai fost figuraţi electrozii segmentelor şi cel comun. Se observă că în absen ţ a tensiunii de comand ă (a câmpului exterior produs) cristalul lichid (CL) rote şte lumina polarizat ă vertical cu filtrul FPVfaţă. Acestă lumină este reflectată de oglinda (O), segmentul fiind transparent . Dacă se aplică tensiune de comand ă, cristalul lichid nu mai rote şte lumina polarizat ă vertical cu FPVfaţă şi astfel datorită FPOspate lumina nu ami ajunge la oglindă pentru a fi reflectată spre privitor, segmentul respectiv r ămâne opac. Pentru LCD-uri simple, cu număr redus de segmente (simboluri) se foloseşte comanda direct ă a acestora. În cazul LCD-urilor complexe când panoul este format dintr-un num ăr mare de pixeli dispuşi matriceal se foloseşte comanda multiplexat ă a electrozilor (linii x coloane). Pentru a se obţine display-uri color se folosesc filtre color sau din spate LCD-ul este iluminat de o lumină colorată (verde, albastru, etc.). Pentru ca imaginea să fie color, fiecare pixel este împăr ţit în trei subzone (RGB – RedGreenBlue), fiecare cu câte un filtru de culoare fundamental ă. Prin combinaţia acestor trei culori se pot obţine aproximativ 8 miliarde de culori). Tensiunea de funcţionare mică (5-15 V) şi puterea necesar ă afişajului face posibilă comanda acestora cu circuite MOS. Tensiunea aplicat ă trebuie să fie mai mare decât o valoare de

70

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS prag; dacă tensiunea este mai mică decât această valoare de prag scade contrastul. Tensiunea de prag creşte cu frecvenţa tensiunii de comandă şi scade cu creşterea temperaturii. Temperatura uzuală pentru LCD-uri este între -10°C şi +60°C. Timpii de r ăspuns de ordinul zecilor de ms scad cu creşterea temperaturii. La avantaje se poate specifica faptul că sunt ecologice (nu emit radiaţii) iar la dezavantaje faptul că necesită o sursă de lumină exterioar ă. 5.2.3.2. Afi şaje (display-uri) cu plasm ă

Afişajele cu plasmă (PDP – PlasmaDisplayPanel) sunt larg folosite în prezent în special acolo unde sunt necesare dimensiuni mari (diagonale peste 100 cm) pentru monitoarele de televiziune. Un afişaj cu plasmă este alcătuit din milioane de celule de sticlă umplute cu amestecuri de gaze rare (neon-xenon sau heliu-xenon). În (fig. 5.21) sunt prezentate câteva din elementele principale ale unui astfel de monitor.

Substanţă fosforescentă

Cij

Lij

Fig. 5.21 Elementele constructive principale ale unui display cu plasm ă

Se remarcă cele două panouri paralele din sticlă (faţă-spate) între care se găseşte un “figure” format din celule umplute cu gaz. Pe suprafe ţele interioare ale panourilor se găsesc dispuse (perpendicular unele pe altele) două reţele de electrozi: verticali în faţă şi orizontali în spate. La intersecţia dintre un electrod vertical şi unul orizontal se formează un pixel care va fi iluminat când se aplică o tensiune de comandă între cei doi electrozi (C ij pentru coloane şi Lij pentru linii). Prin str ă pungerea gazului la alimentarea celor doi electrozi C ij x L ij se formează plasma (a patra formă de agregare a materiei, formată dintr-un amestec de particule neutre, ioni pozitivi şi electroni) care emite lumină vizibilă sau ultravioletă. Deoarece se emite lumină descărcarea se numeşte luminiscent ă. În cazul display-urilor color (figur ă) fiecare celulă (pixel) este formată din trei subdiviziuni. Fiecare din aceste subcelule sunt “că ptuşite” cu un strat dintr-o substanţă fosforescentă în cele trei culori fundamentale (RGB). Prin descărcare, plasma emite lumină UV care excită substanţa fosforescentă corespunzătoare unei anumite culori. Lumina vizibil ă în respectiva culoare este transmisă prin placa faţă spre privitor. Amestecul de gaze este separat de electrozi printr-un strat de dielectric şi de oxid de magneziu. 71

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Diplay-urile cu plasmă pot fi alfanumerice (1....4 linii cu câte 24 caractere fiecare) sau ecrane plate cu rezoluţia de 3 megapixeli. Printre avantajele PDP-urilor se pot enumera: culori str ălucitoare, contrast puternic, luminozitate, aprox. 68 miliarde culori fa ţă de 8 miliarde la LCD-uri, diagonale mari. Ca dezavantaj major: consum mare, degaje căldur ă, nu este ecologic (s-a pus problema interzicerii viitoare în UE a unor variante care nu îndeplinesc anumite condi ţii).

5.2.4. Optocuploare Sunt dispozitive care înglobează într-o singur ă capsulă un emiţător şi un receptor de radiaţie luminoasă. Emiţătorul poate fi un bec cu incandescenţă sau un LED cu emisie în spectrul vizibil sau IR. Fotodetectorul poate fi: fotorezistor, fotoelement, fotodiod ă, fototranzistor, fototiristor, etc. În practică se folosesc mai ales următoarele configuraţii: LED-fotodiodă; LEDfototranzistor; LED-fototiristor. Principalul scop al utilizării optocuploarelor în diferite montaje electronice este acela de a realiza transferul unei comenzi cu izolare galvanică între intrare şi ieşire. IC[mA] IF

IC IF[mA]

a)

b)

c)

Fig. 5. 22 Optocuploare: simboluri a), mod de utilizare b), caracteristica de transferI C -I F

Parametrii principali ai optocuploarelor sunt: -raportul de transfer în curent (definit ca raportul exprimat în procente, între curentul de ieşire şi curentul de intrare) CTR – Current Transfer Ratio; -caracteristica de transfer a optocuplorului (grafic); poate fi liniar ă sau neliniar ă; -capacitatea intrare-ieşire; -rezistenţa de izolaţie. Exemplu optocuplor (fig. 5.23): - tip 4N25; -producător: Fairchild Semiconductor; -1 canal ; capsulă DIL 6; -detector: UCE0=70 V -emiţător: IF=100 mA; -CTR:min20%; -R iz=1011Ω; C=0.5pF

Fig. 5.23 Exemplu optocuplor 4N25

72


6. AMPLIFICATOARE OPERAŢIONALE (AO) Amplificatorul operaţional este cel mai r ăspândit şi utilizat circuit integrat liniar. Denumirea de opera ţ ional vine de la faptul că iniţial acesta a fost utilizat pentru realizarea analogică a operaţiilor matematice (adunarea, scăderea, înmulţirea, scalarea, integrarea, etc.).

6.1. Funcţionare. Parametrii specifici. AO ideal

Pentru a înţelege funcţionarea unui AO trebuie cunoscută schema acestuia cu elemente discrete, în care sunt specificate circuitele componente ale acestuia (fig. 6.1 a).

alimentare

intrare

ieşire

+V+ ui

IB1 IB2

R S

ui

ui+ uo

u0

ui-V-

a)

b)

Fig. 6. 1 AO – Structura simplificat ă cu componente discrete a) şi simbol b)

Se disting următoarele circuite (componente) interne uzuale: -etajul amplificatorului de intrare diferen ţ ial realizat cu tranzistoarele T 1 şi T2; - generatorul de curent constant realizat cu tranzistorul T 3 (asigur ă un IC3≈2mA); -etajul amplificatorului intermediar liniar realizat cu T 4 ( pnp, fiind complementar faţă de T1) permite obţinerea unui potenţial nul la ieşire u0=0 dacă ui+ = ui- = 0; sarcina amplificatorului intermediar este un generator de curent constant realizat cu T5 (sarcină activă) care asigur ă un IC5≈2mA; -etajul amplificatorului de ie şire care este un etaj cu tranzistoarele complementare T 6 şi T 7 func ţ ionând în contratimp (montaj push-pull , adică “împinge-trage”; în alternanţa pozitivă a tensiunii de intrare T 7 este blocat, iar curentul de emitor al tranzistorului T 6 este for ţat “împins” să se închidă prin sarcina conectată în circuitul exterior la masă; dimpotrivă în alternanţa negativă a tensiunii de intrare T 6 este blocat, iar T 7 absoarbe “trage” curent de emitor prin rezistenţa de sarcină R S exterioar ă din masă); acest etaj asigur ă o impedanţă de ieşire mică pentru AO; cele şase diode asigur ă o stabilizare a PSF în raport cu variaţiile de temperatur ă care apar. Toate aceste elemente sunt integrate tehnologic într-un singur circuit monobloc. Semnalul la ieşire u0 este în fază cu semnalul ui+ care se aplică pe baza lui T1; din acest motiv această intrare notată cu “+” se numeşte intrare neinversoare. Semnalul la ieşire u0 este în antifază cu semnalul ui-; din acest motiv această intrare notată cu “-” se numeşte intrare inversoare.

73

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Parametrii specifici AO:

-

Se defineşte semnalul (tensiunea) de intrare diferen ţ ial :

     

(6.1)

şi semnalul (tensiunea) de intrare în mod comun :

    

(6.2)

Expresia generală a tensiunii de la ieşirea AO în funcţie de tensiunile de la intrare este:

               ·      ·    unde:      este amplificarea de tensiune diferen ţ ial ă (când u   iar:

(6.3) MC=0)

    este amplificarea de tensiune de mod comun (când u =0) id

În mod curent, A d=100 000 (100 dB) şi AMC=1 (0 dB).

-Se defineşte factorul de rejec ţ ie a modului comun CMRR (Common Mode Rejection Ratio) ca raportul dintre amplificarea diferen ţială şi amplificarea de mod comun, în condi ţiile în care tensiunea de ieşire u0 r ămâne constantă (pentru aceeaşi tensiune pe ambele intr ări):

   20log  

(6.4)

CMRR se mai poate defini ca raportul dintre tensiunea de intrare de mod comun şi tensiunea de intrare diferenţială (de decalaj) ce trebuie aplicată la intrare pentru a menţine constantă tensiunea de ieşire. -Se defineşte impedan ţ a de intrare în amplificator (Input Impedance) ca impedanţa văzută dinspre sursa de semnal la intrarea amplificatorului; este o impedan ţă diferenţială (R id) şi o impedanţă de mod comun (R iMC) definite conform (fig. 6.2). V+ 2R iMC uid

R id Aduid

+ R id

R 0

+ VV+

u0

-

u0

-

2R iMC

+ R iMC

u0

V-

Fig. 6. 2 Definirea impedan ţ elor de intrare AO

Impedanţa de intrare poate fi în domeniul 50 k Ω...10 MΩ şi poate ajunge chiar la GΩ. Uzual impedanţa de intrare de mod comun este mai mare decât cea diferen ţială.

74

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS -Se defineşte rezisten ţ a de ie şire R0 ca raportul dintre variaţia tensiunii de ieşire şi variaţia corespunzătoarea a curentului de ieşire pentru un semnal diferenţial nul la intrare u id=0; uzual este în jur de 50 Ω. -Se defineşte curentul de polarizare a intr ărilor (Input bias current) ca valoarea medie a celor doi curenţi continui de bază I B1 şi I B2:

    

(6.5)

Valoarea tipică este de 100 nA pentru AO cu tranzistoare bipolare şi 10 pA pentru AO cu TEC-J şi 1 pA pentru AO cu TEC-MOS. Aceste valori trebuie s ă fie cât mai mici. -Se defineşte curentul de offset (Input Offset Current I 0S ) ca modulul diferenţei curenţilor de polarizare   şi   pentru care tensiunea de ieşire este zero:

   

  |  |

(6.6)

-Se defineşte tensiunea de offset (Input Offset Voltage U 0S ) ca tensiunea care trebuie aplicată la intrare pentru a obţine zero la ieşire. Operaţia se numeşte compensarea offsetului . Depinde de temperatur ă şi timp. u0 u0max uid

0 U0S u0min

Fig. 6. 3 Caracteristica de transfer AO – Tensiunea de offset U 0S

Dacă se unesc intr ările, uid = 0 , tensiunea de ieşire va fi pozitivă sau negativă, la valori mergînd până la tensiunea de alimentare +V sau –V. -Varia ţ ia cu temperatura şi în timp a tensiunii şi curentului de offset (Input Voltage Drift, Input Current Drift) se mai numesc derivă termică (thermal drift) şi respectiv derivă pe termen lung (long term drift) . Aceşti parametrii, exprimaţi în µV/°C, pA/°C respectiv */lună, an sunt foarte importanţi pentru precizia amplificatoarelor. -Se defineşte amplificarea în bucl ă deschisă (Open Loop Gain) ca raportul dintre variaţia tensiunii de ieşire şi variaţia tensiunii de intrare diferenţiale, în condiţiile funcţionării la frecvenţe joase şi medii, cu ieşirea în gol, f ăr ă reacţie; odată cu creşterea frecvenţei are loc o scădere a amplificării şi apariţia unui defazaj între intrare şi ieşire (amplificarea este invers propor ţională cu frecvenţa). -Se defineşte viteza (panta) maxim ă de varia ţ ie a tensiunii de ie şire (Slew Rate) dintr-un AO pentru un semnal treaptă aplicat la intrare (fig. 6.4). Dacă semnalul este sinusoidal, acest parametru limitează amplitudinea maximă a semnalului de ieşire, la o anumită frecvenţă dată. Cu alte cuvinte SR stabileşte relaţia dintre amplitudinea şi frecvenţa semnalului care poate fi redat f ăr ă distorsiuni la ieşire. Astfel, dacă semnalul de ieşire este unul sinusoidal de forma:

    · 

atunci acesta are viteza (panta) maximă de variaţie de forma: 75


|⁄ |     2 . Pentru a putea reda f ăr ă distorsiuni acest semnal trebuie ca AO să aibă SR mai mare:

  2

(6.7)

ui 0

u0max

u0

Δu0

t Δt+

Δt-

0

t

u0min Fig. 6. 4 Definirea vitezei de varia ţ ie a ie şirii SR – slew rate pentru AO

Cunoscînd U o se determină frecven ţ a maximă f max şi invers. De exemplu, pentru un AO la care se cunoaşte din catalog SR=1 V/µS, o tensiune sinusoidal ă cu amplitudinea de 10V este redată corect la ieşire, f ăr ă distorsiuni dacă are frecvenţa de maxim 15,9 kHz. Unele AO rapide au SR de sute (mii) de volţi pe μS. Amplificatorul AO ideal

Pentru simplificarea analizei schemelor bazate pe astfel de amplificatoare, se consider ă că AO ideal are următoarele caracteristici principale: a) Amplificare diferenţială infinită: Ad = A = ∞ b) Amplificare de mod comun nulă: A MC = 0 rezultă:

c)

   ·     (6.8) Intr ările AO se află la acelaşi potenţial:     (din 6.8, dacă A=∞, u este finit numai dacă      = 0) Impedanţa de intrare este infinită, rezultă curenţii de intrare sunt nuli:       0 ; 0

d) e) Impedanţa de ieşire (f ăr ă reacţie) este nulă; f) Viteza de variaţie în timp a ieşirii (SR-Slew Rate) este infinită (ieşirea se modifică instantaneu); g) Tensiunea de ieşire u0 este nulă dacă intr ările sunt la acelaşi potenţial   Dintre acestea, cele mai importante sunt (c) şi (d):  ( Proprietatea P1); -prin ambele terminale de intrare nu circulă curent  -tensiunea de intrare diferenţială este zero uid =0 ( Proprietatea P2).

 

  0

Amplificatorul AO real

Un AO real se abate de la aceste caracteristici ideale. Astfel pentru un AO tip A741 parametrul SR = 0,5 V/μS maxim. Unele AO nu sunt compensate intern şi necesită o compensare

76

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS externă cu ajutorul unui condensator exterior C=1…30 pF. Cu cât C este mai mic, cu atât SR este mai mare. Un AO real nu este perfect echilibrat (din motive tehnologice); a.î. dac ă se unesc intr ările  şi  (se pun la acelaşi potenţial) ieşirea va fi pozitivă sau negativă la valori mergând până la valoarea tensiunii de alimentare (contrar relaţiei (6.3) conform căreia u0=0). Pentru aducerea în zero a ieşirii se face o compensare a offsetului cu ajutorul unui poten ţiometru exterior AO.





6.2. Aplicaţii liniare ale AO

În continuare vor fi prezentate pe scurt cele mai importante montaje şi aplicaţii ale AO. În analiza funcţionării lor se folosesc parametrii AO ideal, în special proprietăţile P1 şi P2.

6.2.1. Circuitul repetor de tensiune Repetorul de tensiune (fig. 6.5).are o amplificare în tensiune unitar ă, la o impedanţă de intrare foarte mare şi o impedanţă de ieşire mică.

Fig. 6. 5 Circuitul repetor de tensiune cu AO

Dacă se aplică la intrarea neinversoare (+) o tensiune sinusoidală de la o sursă US , cum uid=0 rezultă că tensiunile pe cele două terminale de intrare sunt egale; deoarece ieşirea este legată cu intrarea (-) rezultă că U0=US. Acest montaj se foloseşte ca separator şi adaptor de impedan ţ e între diverse etaje ale unei scheme electronice. Erorile care apar se datorează mărimilor de intrare de decalaj (de offset) care la AO real nu sunt zero, CMRR şi amplificării finite a AO real.

6.2.2. Amplificator neinversor Pentru ca un AO să asigure funcţia de amplificare trebuie ca uid =0, deci trebuie să existe o reacţie negativă dominantă. Schema unui AO neinversor este prezentată în (fig. 6.6). Tensiunea faţă de masă pe intrarea inversoare (-) se obţine cu divizorul R2, R1:

   ·   Dar tensiunea de intrare diferenţială este zero ,  =0 rezultă        .

(6.9)

Înlocuind în relaţia (6.9) valoarea tensiunii de ieşire se calculează cu relaţia:

amplificarea fiind:

    ·     · 1     1   77

(6.10) (6.11)


    1  

  1 

Fig. 6. 6 Amplificator neinversor cu AO

După cum îi spune şi numele AO în această configuraţie nu inversează faza semnalului de intrare şi are o impedanţă mare de intrare. Rezistenţa prin care se conectează sursa de semnal la intrarea (+) trebuie să fie egală cu R 1 în paralel cu R 2 pentru a compensa inegalitatea curenţilor de polarizare, chiar dacă temperatura de lucru variază. Amplificarea depinde de rezistenţele din bucla de reacţie.

6.2.3. Amplificator inversor Dacă se modifică schema circuitului neinversor ca în (fig. 6.7) se ob ţine un amplificator inversor.

Fig. 6. 7 Amplificator inversor cu AO

Deoarece intrarea (+) este legată printr-o rezistenţă la masă se poate spune că potenţialul său este zero, adică  . Folosind una din cele două ipoteze simplificatoare pentru AO ideal (tensiunea de intrare diferenţială nulă) rezultă că şi intrarea (-) este la potenţial zero,  ; se spune că este o masă virual ă.

 0

 0

Din aceste condiţii se pot scrie relaţiile:

   ·  

şi

   ·  

(6.12)

şi

   

(6.13)

Din care, explicitând curenţii rezultă:

  

78

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Folosind T1K pentru nodul curenţilor I 1 şi I 2 şi a doua ipoteză simplificatoare (curenţii de intrare sunt nuli) rezultă: Astfel din I 1 + I 2 = I i− rezultă I 1 = − I 2 şi :. rezultă

     

amplificarea fiind:

deci

   ·  

(6.14)

   

(6.15)

Acest montaj realizează o amplificare în antifază a tensiunii de intrare U S (tensiunea de ieşire este defazată cu 180° faţă de tensiunea de intrare). În cazul particular, dacă R1= R2 se obţine un inversor de tensiune. Impedanţa de intrare este aproximativ egală cu R1. Montajul permite controlul uşor atât al impedanţei de intrare cât şi al amplificării în buclă închisă.

6.2.4. Amplificator sumator Un amplificator inversor cu mai multe intr ări se transformă într-un amplificator sumator (fig. 6.8).

             Fig. 6. 8 Amplificator sumator Folosind T1K pentru nodul curenţilor masei virtuale U - se obţine relaţia:

         

(6.16)

Explicitând rezultă tensiunea de ieşire:

        

(6.17)

Tensiunea de ieşire este suma tensiunilor de intrare ( U S1, U S2, U S3), fiecare ponderat ă cu raportul dintre R2 şi rezistenţa corespunzătoare R1i. În cazul particular R11......13= R2 tensiunea de ieşire este suma tensiunilor de intrare, cu semnul minus. Folosind schema unui amplificator neinversor (fig. 6.6) se poate ob ţine un sumator prin introducerea tensiunilor pe intrarea neinversoare (+).

79


6.2.5. Amplificator diferenţial

Schema unui amplificator cu intrare diferenţială este prezentată în (fig. 6.9). Ea reprezintă o combinaţie între amplificatorul inversor şi neinversor realizat cu AO. Într-adevăr dacă se pune intrarea 1 la masă se va obţine un amplificator neinversor cu u ieş1 . Dacă se pune intrarea 2 la masă atunci se obţine un amplificator inversor cu u ieş2 . Când semnalele de intrare acţionează simultan, la ieşire se suprapun efectele (principiul superpoziţiei): uieş=uieş1+uieş2=U0.

      Fig. 6. 9 Amplificator diferen ţ ial -Dacă se consider ă Us1=0 (pusă la masă), AO este neinversor cu intrarea U S2 (fig. 6.10a):

b)

a)

Fig. 6. 10 Principiul superpozi ţ iei la un AO diferen ţ ial

În această situaţie:

   ·  

şi

   ·  

(6.18)

Folosind prima ipoteză simplificatoare pentru AO ideal (u id=0, U- = U+) rezultă:

   ş   ·  ·  

(6.19)

-Dacă se consider ă Us2=0 , intrarea 2 se consider ă la masă (fig. 6.9 b) şi AO este în configuraţia de amplificator inversor. În această situaţie, U+ este la masă (prin rezistenţele R 3,4 ) şi U- va fi o masă virtuală (are potenţial zero, chiar dacă fizic nu este conectată la masă) :

   ş   · 

(6.20)

În final, suprapunând efectele (principiul superpozi ţiei) rezultă:

   ş  ş   ·  ·    ·  80

(6.21)

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS În cazul particular în care:

     

(6.22)

Prelucrând coeficienţii tensiunilor de intrare :

     

rezultă

    şi înlocuind în (6.18) rezultă:     ·   

(6.23)

Tensiunea de ieşire este dependentă de diferen ţ a tensiunilor de intrare, amplificarea fiind egală cu A=R 2/R 1. Principalul dezavantaj al schemei îl constituie impedanţele de intrare mici şi inegale. Practic rezistenţele de intrare trebuie să fie de precizie, împerecheate cât mai bine. Pentru a creşte impedanţa de intrare se cuplează înaintea intr ărilor AO repetoare de tensiune (fig. 6.11).

Fig. 6. 11 Cre şterea impedan ţ ei de intrare la un AO diferen ţ ial

6.2.6. Circuit integrator Pentru a realiza operaţia analogică de integrare se foloseşte un AO inversor la care rezistenţa de reacţie este înlocuită de un condensator C (fig. 6.12). Schema de bază este f ăr ă rezistenţa R2 în paralel cu condensatorul C . Deoarece intrarea U+ este la masă (prin rezistenţa R) şi intrarea inversoare U- este virtual la masă ( P2) şi rezultă:

   ·  

rezultă

  

Scriind T1K pentru nodul curenţilor (intrarea inversoare U -) : I 1 + I 2 = I i−

rezultă ( P1)

81

I 1 = − I 2

(6.24)


 1     ·   Fig. 6. 12 Amplificator integrator cu AO

Dacă se scrie curentul care circulă prin condensator (în valori instantanee, cu litere mici):

   · 

prin egalitatea cu i1 rezultă:

   ·   

(6.25)

    ·         · 

(6.26)

Conform ultimei formule, tensiunea de ieşire este propor ţională cu integrala tensiunii de intrare, acest lucru dând şi numele circuitului (T = R1C este constanta de timp de integrare ) . Problema care apare la acest circuit este în cazul integr ării unor semnale de intrare dreptunghiulare de durată T (fig. 6.13 a). În acest caz o tensiune de dezechilibru minim ă între intr ări, integrată în timp duce la saturarea ieşirii (uie ş=ct). Pentru evitarea acestui fenomen, valoarea rezistenţei R se ia egală cu R1 şi se reglează offsetul; în plus se conectează o rezistenţă R2 în paralel cu C pentru reducerea amplificării la frecvenţe joase (în curent continuu). uS |A| dB t T -20dB/decadă U u0

 

lg f f min f 0

t

f T

b) a) Fig. 6. 13 Ră spunsul integratorului la un impuls negativ de durat ă T-analiza în domeniul timp a) şi caracteristica amplitudine-frecven ţă-analiza în domeniul frecven ţă b) Pentru determinarea domeniului de frecvenţă în care circuitul funcţionează corect se compar ă caracteristica de frecvenţă a unui AO ideal (o dreaptă cu pantă negativă -20 dB/dec, amplificarea A infinită) cu a unui AO real (caracterizată prin amplificarea A finită şi frecvenţele f 0 şi f T ). Se observă că pentru f
82

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS aceste condiţii frecvenţa minimă a semnalului de intrare pentru care circuitul se comportă ca integrator trebuie să fie:

   

(6.27)

Se observă că valoarea frecvenţei minime se poate controla din constanta de timp R1C . Frecvenţa limită superioar ă este dată de frecvenţa f T la care amplificarea este egală cu unitatea, A=1. Condiţia de bună funcţionare ca integrator este deci ca semnalul de intrare s ă aibă frecvenţa cuprinsă între [ f min, f T ]. Circuitul prezentat face parte din categoria integratoarelor cu ac ţ iune continuă. Există şi integratoare cu ac ţ iune discontinuă la care condensatorul de pe calea de reacţie este descărcat periodic cu ajutorul unui comutator electronic (realizat de exemplu cu un tranzistor TEC cuplat în paralel cu C ) înainte de începerea fiecărui nou ciclu de integrare.

6.2.7. Circuit derivator Pentru a realiza operaţia analogică de derivare se foloseşte tot un AO inversor la care se montează un condensator C în serie cu tensiunea de intrare U S (sau într-un circuit integrator se schimbă locul condensatorului cu al rezistenţei). Varianta de bază este f ăr ă rezistenţa R1 în serie şi condensatorul C 1 în paralel (fig. 6.14). Spre deosebire de integrator, circuitul de derivare are o bună stabilitate statică. Dezavantajul său este că la frecvenţe înalte este instabil. De asemenea este sensibil la perturbaţiile suprapuse peste semnalul de intrare. Pentru mic şorarea acestor dezavantaje, în structura de bază a circuitului se introduce rezistenţa R 1 şi condensatorul C 1.

  ·  Fig. 6. 14 Amplificator derivator cu AO Dacă U- este o masă virtual ă şi curenţii de intrare sunt nuli ( P1) rezultă relaţiile:

   ·       

(6.28)

Rezultă, în condiţii iniţiale nule :

  · 

(6.29)

Tensiunea de ieşire este propor ţională cu viteza de variaţie a semnalului de intrare. Acest circuit permite obţinerea unor impulsuri ascuţite dintr-o tensiune dreptunghiular ă aplicată la intrare (expl. Fig. 2.19) sau transformarea unui semnal triunghiular de intrare într-un semnal dreptunghiular.

83


6.2.8. Circuit comparator De multe ori în aplicaţiile practice se pune problema determinării care dintre două tensiuni (semnale) este mai mare sau cum sunt acestea situate fa ţă de un nivel de referinţă U ref sau de prag U p . Se poate spune că circuitele comparatoare fac legătura dintre domeniul mărimilor analogice şi domeniul mărimilor digitale. Astfel, în timp ce tensiunea de intrare (generat ă de o sursă uS ) variază continuu într-o gamă de valori, tensiunea de ieşire din comparator poate lua doar două valori care pot reprezenta cele două variabile booleene L (Low) şi H (High). În (fig. 6.15) este prezentată caracteristica de transfer pentru un comparator ideal . Acesta este caracterizat de următoarele proprietăţi simplificatoare: -tensiunea de ieşire ia numai două valori U0H şi U0L, funcţie de semnul lui uid ; -curenţii de intrare în comparator sunt nuli, i + şi i- =0; -timpul de r ăspuns al comparatorului ideal este zero, ceea ce dă caracterul de circuit f ăr ă memorie pentru comparator , adică valoarea la un moment de timp pentru tensiunea de ieşire este independentă de valorile sale anterioare. U0 U0H≈V+ Uid

0 U0L≈V-

a)

b) Fig. 6. 15 Comparator ideal cu AO a), caracteristica de transfer b) Dacă potenţialul (U+) < (U-), atunci u id < 0 şi ieşirea U0 “comută”, ia valoarea U 0L≈V-. Se observă diferenţa dintre un amplificator operaţional şi comparator: în timp ce la AO ie şirea variază continuu şi propor ţ ional (între U 0max şi U 0min ) cu intrarea , la un comparator ie şirea nu are decât dou ă valori U 0H şi U 0L. Comparatoarele reale se deosebesc de cele ideale prin abaterile date de propriet ăţile lor.

De exemplu trebuie ţinut cont de parametrii de intrare: tensiunea de offset (compensarea ei cu temperatura), de curenţii de polarizare I + şi I - care nu sunt zero în cazul real şi de parametrii de ie şire : nivelele logice de ieşire U0H şi U0L, capacitatea de comandă la ieşire (fan out). Dintre parametrii de transfer vom defini: amplificarea finită în buclă deschisă şi timpul de r ăspuns. -Amplificarea finit ă în bucl ă deschisă A 0 se mai numeşte şi câ ştig în bucl ă deschisă. În (fig. 6.16 a) este prezentată caracteristica de transfer a unui comparator real. uSi

U0 U0H

-x

α +x

0

tg α=A0 uid

U0H U0L

U0L

t u0

tf

ti tr

t tr =ti+tf

b) a) Fig. 6. 16 Caracteristica de transfer comparator real a), timpul de r ă spuns b)

84

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS Se observă că trecerea de la nivelul Low (U 0L) la nivelul High (U 0H) nu se face brusc, în momentul în care tensiunea diferenţială de intrare este zero. Această trecere a ieşirii de la U0L la U0H se face odată cu variaţia intr ării în domeniul [-x, +x]=[-U 0L/A0, +U 0H/A0]. Acest interval se numeşte interval de incertitudine. Cu cât amplificarea A 0 este mai mare, cu atât intervalul de incertitudine este mai mic şi precizia comparaţiei este mai bună. Intervalul de incertitudine[-x, +x] exprimă rezolu ţ ia comparatorului ΔU R şi reprezintă cea mai mică treaptă de tensiune de intrare care poate fi sesizată de comparator:

∆    

(6.30)

) este un alt parametru important pentru comparatoare; el -Timpul de r ă spuns (t r= t i+t f caracterizează viteza de r ăspuns a circuitului la modificarea intr ării (fig. 6.15 b) şi este format din două componente: timpul de întârziere (t i) şi durata frontului impulsului de ie şire (t f ). Timpul de r ăspuns este cu atât mai mic cu cât variaţia intr ării este mai mare. Timpul de r ăspuns şi amplificarea sunt doi parametrii ai comparatoarelor care sunt în antifază: un timp de r ăspuns mic (comparator rapid ) implică un comparator cu o variaţie a intr ării mare, deci o amplificare A 0 mică, deci un interval de incertitudine, rezoluţie mare (comparator mai pu ţ in precis) şi invers. La alegerea unui comparator pentru o aplica ţ ie trebuie f ăcut un compromis între viteza de r ă spuns şi rezolu ţ ia acestuia. 6.2.8.1. Comparatoare simple (f ăr ă memorie)

Cel mai simplu comparator este realizat cu un AO f ăr ă buclă de reacţie (fig. 6.17). Semnalul de comparat U S se cuplează fie la intrarea inversoare (-) fie la intrarea neinversoare (+) a AO, acest lucru dând caracterul inversor, respectiv neinversor al comparatorului; tensiunea de prag U p = U ref , obţinută de pe cursorul unui potenţiometru se cuplează la cealaltă intrare. În (fig. 6.17 a, b) este prezentată schema unui comparator inversor, cu prag diferit de zero, respectiv caracteristica sa de transfer U 0=f(U S). În (fig. 6.17 c, d) comparatorul este neinversor. U0

U0H

U0 U0H

0

US U p

U0L

a)

US

0

U p

U0L

b)

d)

c)

Fig. 6. 17 Comparatoare simple cu prag diferit de zero: inversor+caracteristica transfer a, b) , neinversor+caracteristica transfer c, d)

La comparatoarele din figur ă tensiunea de intrare este uid =|U p-U S |. Condiţia ca uid =0 se realizează când U S =U p. AO are o amplificare foarte mare (neavând reac ţie); de aceea la fiecare trecere a tensiunii uS peste nivelul tensiunii de prag U p sau de referinţă U ref , ieşirea comută  ; dacă tensiunea uS este sub nivelul tensiunii U ref , ieşirea comută  . Acest comparator este inversor deoarece dacă intrarea creşte peste nivelul de referinţă, ieşirea scade (şi invers). Dacă tensiunea de referinţă se aplică la intrarea inversoare şi semnalul de comparat la intrarea neinversoare, comparatorul este de tip neinversor .

 

85

 

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS 6.2.8.2. Comparatoare cu histerezis (cu memorie)

Un comparator cu histerezis se obţine dintr-un comparator simplu prin introducerea unei reacţii pozitive (fig. 6.18). Deoarece tensiunea de intrare de la sursa de semnal uS se conectează la intrarea inversoare comparatorul este inversor . Comparatorul cu histerezis se mai numeşte trigger Schmitt. Comparatoarele cu histerezis au două tensiuni de prag, de valori diferite: tensiunea de prag inferioar ă U PI (sau Low U PL) şi tensiunea de prag superioar ă U PS (sau High U PH ) . La un moment de timp numai una din aceste tensiuni este activ ă. Selecţia pragului activ o face comparatorul în funcţie de starea de ieşire, dată de valorile anterioare (evoluţie) ale tensiunii de intrare. Din acest motiv comparatorul se numeşte cu memorie (atunci când tensiunea de intrare este cuprinsă între cele două praguri, pentru a şti valoarea tensiunii de ieşire trebuie cunoscută starea anterioar ă a ieşirii comparatorului, din momentul tranziţiei). După cum se observă din (fig. 6.18 a) la intrarea neinversoare (+) se conecteaz ă, prin intermediul unei rezistenţe R 1 o tensiune de referinţă U ref a cărei valoare poate varia între [-V, +V] cu ajutorul unui potenţiometru (nefigurat). u0 V+ UPI

Uref

UPS

us

V-

b) a) Fig. 6. 18 Comparator inversor cu histerezis a) , caracteristica de transfer b) Aproximând cu ±V cele două niveluri ale tensiunii de ieşire din comparator U 0H=+V şi U0L=-V, pentru a obţine valorile celor două tensiuni de prag şi ale lăţimii zonei de histerezis se scriu relaţiile (ţinând cont că uid = 0, i+ = i- = 0) :

          

(6.31)

Din relaţia (6.27) rezultă U S= f (U 0):

   ··

(6.32)

Cum circuitul este cu memorie, U O este U 0H sau U 0L în funcţie de starea în care se află circuitul în momentul efectuării tranziţiei. În acest caz:

      ;       rezultă:    · · - pentru        ;       rezultă: -pentru

86

(6.33)


   · ·

(6.34)

-lăţimea zonei de histerezis (ΔUi) va fi:

∆       ·

(6.35)

În (fig. 6.19) este prezentat cazul particular în care U ref = 0. Sunt ilustrate cazurile comparatoarelor cu histerezis inversoare şi neinversoare precum şi caracteristicile de transfer respective. Pentru a afla valorile tensiunilor de prag superioar ă U PS şi inferioar ă U PI în cazul comparatorului inversor se înlocuieşte în relaţiile (6.29), (6.30) U ref = 0. U0 U0H

U0 U0H

UPI

US

0

UPI

UPS U0L

a)

US

0

UPS U0L

b)

c)

d)

Fig. 6. 19 Comparator cu histerezis: inversor a) , caracteristica de transfer b), neinversor c) , caracteristica de transfer d) pentru U ref =0

În cazul comparatorului neinversor (fig. 6.18 c) se scriu relaţiile (uid =0, i+=0):

Rezultă:

Punând condiţiile:

        

(6.36)

   ·  

(6.37)

U S= U PS şi U 0=U 0L=-V respectiv U S =U PI şi U 0=U 0H =+V rezultă:

   ·     · 

   ·     · 

şi

(6.38)

Pentru o mai bună înţelegere a funcţionării, în (fig. 6.20) sunt prezentate caracteristicile de transfer şi r ăspunsurile comparatoarelor inversoare (a) şi neinversoare (b) la un semnal de intrare triunghiular (în timp). Se poate urmări cum evoluează ieşirea la modificarea (creşterea – scăderea) semnalului de intrare U S . Se observă comutările ieşirii în momentul atingerii de către tensiunea de intrare a pragurilor U PS şi U PI .

87

EUGEN SUBŢIRELU – ELECTRONICĂ ANALOGICĂ - CURS US U0 U0H

UPI

UPS

t

UPI

US

0

UPS

US

U0 U0H

UPI

U0

UPS

t

U US PI

0

UPS

U0

U0H

U0H

U0L

t

U0L

t

U0L

U0L

a)

b)

Fig. 6. 20 Caracteristica de transfer şi r ă spunsul la un semnal triunghiular de intrare pentru un comparator cu histerezis: inversor a) , neinversor b

6.3. Aplicaţii neliniare ale AO

Deoarece la toate montajele prezentate, pe calea de reac ţie au fost folosite elemente cu caracteristici liniare, circuitele respective constituie aplica ţ ii liniare cu AO. Dacă AO au în bucla de reacţie elemente neliniare ele formează aplica ţ ii neliniare. Ele nu mai intr ă în categoria amplificatoarelor, realizând transform ări neliniare ale semnalului de intrare (transformări de tip funcţie).

6.3.1. Redresor monoalternanţă

În (fig. 6.21 b) este prezentată schema unui redresor monoalternanţă realizat cu un AO. Acesta se foloseşte în locul unui redresor clasic cu o diodă (fig. 6.21 a) atunci când tensiunea de intrare (furnizată de sursa de semnal) este mai mică decât căderea de tensiune pe diodă. În acest caz dioda nu se deschide şi nu se poate face o redresare a semnalului de intrare. US

U0

t

US

U0 t

a)

c)

b)

d)

Fig. 6. 21 Redresorul monoalternan ţă: clasic cu diod ă a), cu AO b), caracteristica de transfer c), evolu ţ ii temporale d)

Alternanţa pozitivă a lui US deschide D1 ; AO o inversează a.î. în anodul lui D 2 tensiunea va fi zero. Alternan ţ a negativă blochează D 1 , AO va avea la ieşire alternanţa pozitivă care, deschizând dioda D 2 se regăseşte în U0 este redresat ă. Tensiunea de ieşire U 0 va fi:

  0    0     0 6.3.2. Redresor bialternanţă

(6.39)

În (fig. 6.22 a) este prezentată schema unui redresor bialternanţă format dintr-un redresor monoalternanţă urmat de un sumator inversor. 88

29-Electronica-Analogica-Curs.pdf

Recommend Documents