INTECAP-CG1 ELECTRONICA INDUSTRIAL
1
Estabilizadores de tensión con
el punto A de la figura 2 debe
transistores
moverse entre el punto X y el Y; en
En cargas que consumen corrientes
tal
variables entre las centenas de mA
caso
a decenas de amperios y que se
el
necesite una buena estabilización de la tensión de alimentación se utilizan circuitos transistorizados. El Transistor puede estar dispuesto en serie a la carga (fig.1a) o en paralelo a la misma (fig. 1b)
alime aliment ntado adorr
estabi estabiliz lizad ado o
permi permite te
una regulación lineal de la tensión.
En la figura 3 se muestra la curva ideal de un estabilizador en donde se observa que la tensión de salida permanece constante al aumentar la corriente de carga I L. En estos circuitos el transistor debe trabajar a lo largo de la recta de carga en los puntos comprendidos entre el corte y la saturación como
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la variación de la tensión de entrada ∆V i . S V
=
∆V O ∆V i
constantes
donde IL y T son (2)
el término (3) Para que esto sea real es necesario
Ro
que se neutralicen todas las cusas
Donde de Vin y T son = ∆V o ∆ I L constantes
que puedan trasladar las
Es la resistencia de salida R o del
características. Tales causas Son:
estabilizador ,
1. La variación de la tensión
(4)
continua de ingreso V in 2. La fluctuación de la corriente
∆V O es el coeficiente que ∆ I L nos cuantifica la
S T =
absorbida por la carga si esta es
variación de la tensión de salida
variable.
causada por la temperatura.
3. Por las variaciones de los parámetros de los componentes
Estabilizadores de tensión con
activos debido a las variaciones
transistor regulador en serie
térmicas.
El circuito mas sencillo de un estabilizador en serie es el de la
Por lo tanto la variación de la
figura 4 en donde el transistor se
tensión de salida Vo se expresa en
encuentra en conexión a colector
la siguiente fórmula
común, que según sea mayor o
∆V O = S V ∆V i + RO ∆ I L + S T ∆T
menor la corriente pedida por la
(1)
en donde Sv se le llama coeficiente
tensión VCE entre colector – emisor
de estabilidad en tensión, es la
de tal forma de mantener
relación entre la variación de la tensión de salida
∆Vo causada
carga se tiene una variación de la
por
constante el valor prefijado de la tensión de salida.
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3
Tomando de nuevo el ejemplo, el aumento de la Vo sigue un decremento de la V BE, a esto último seguirá una menor conducción del transistor (disminuye la polarización base – emisor); que aumentará la caída de La tensión de salida está expresada en la siguiente ecuación : V O = V Z − V BE (5) Donde:
VZ es la tensión del diodo zener que funge de elemento de tensión de referencia. VBE es la tensión entre la base y el emisor del transistor regulador Q.
tensión entre colector y emisor, esto consentirá a la tensión Vo de salida permanecer constante. En pocas palabras, el transistor se comporta como una resistencia variable dispuesta en seria a la carga, cuyo valor aumenta o disminuya respectivamente, de manera análoga, el transistor regulador reacciona a las
Por ejemplo supongamos que la tensión Vo a los bornes de la carga aumente, tal incremento determinará una disminución de la
variaciones
∆V i
de la tensión de
ingreso.
Ejemplo Práctico
tensión VBE; de la expresión (5) se
Se requiere alimentar un circuito
tiene V Z = V O + V BE = constante
que necesite una tensión de
(6)
alimentación de 6V y una carga
Esto implica necesariamente que
variable que consume de 50mA a
una variación de la Vo sigue una
500mA.
variación en sentido opuesto de la
Para un óptimo funcionamiento del
VBE puesto que V Z es constante.
circuito estabilizador es buena
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4
norma imponer que la tensión
De la expresión (6)
rectificada y filtrada Vi sea de 1.2 a
V Z
2 veces la tensión Vo deseada.
Encontramos:
Tenemos por lo tanto:
= V O + V BE
V z = 6 + 0.7
Vi= 2 X Vo = 2 X 6 = 12V ;
V z = 6.8V
suponiendo que esta tensión varíe
Zener
= 6.7V
1W
Usaremos el diodo
el +/-10% o sea entre el 10.8V y el 13.2 V.
C. Determinación del RB
Datos:
Del manual tomamos el valor
Vi= 10.8V a 13.2 V
mínimo de h FE del transistor
Vo=6V
seleccionado y encontramos la
ILmin = 50mA
IBmax
ILmax = 500mA A) Selección del transistor
I I B max = C max h FE min
El transistor debe dar la corriente máxima ILmax a la carga y debe estar capacitado para disipar la
30
= 16.6mA (8)
Teniendo en cuenta el principio de al nodo K de la figura 4 se tiene
= (V i max −V o ) I C max
(7) P Q
500mA
Kirchoff para la corriente aplicando
potencia: P Q
=
= (13.2 −6)500mA =3.6W
I= IZ + IBmax (9) Y tomando para IZ el valor de 5mA
∴ I C max = I L max
como Izmin Tenemos:
El transistor se debe seleccionar de
I=(5+16.6)mA ≈ 22mA
acuerdo a:
Por lo tanto:
P D I C
〉 〉= = 〉= P Q
max
B VCEO
3.6W
I L
Vi
max
500m
V 13.2
B. Selección del Diodo Zener
R B
=
V i min − V z I Z + I B max
(10)
INTECAP-CG1 ELECTRONICA INDUSTRIAL =
10.8 − 6.8 22mA
= 182 → 220Ω
5
Ro
Regresando al diodo zener se debe considerar la condición más grave para el, y es cuando la carga se desconecta en este caso la I B es nula y la corriente I Zmax circulante en el diodo zener bajo tensión máxima de ingreso I imax es limitada solo por la resistencia R B. ecc(11)
=
13.2 − 6.8 220
= 29.1mA
EL diodo zener debe estar en grado de disipar una potencia al menos igual a:
con de Vin y T igual constantes
la Ro es fácilmente calculada si se considera que la variación de Vo es esencialmente debida a la variación de
∆V BE
de la tensión
base –emisor entonces la (3) vuelve: Ro
V − V Z I Z max = i max R B
= ∆V o ∆ I L
= ∆V BE con Vi y T constantes ∆ I L
o sea: Ro
=
V BE max −V j I L max
− I L min
(14) =
0.7 − 0.6 (500 −50) mA
= 0.22Ω
(Vj = tensión de disparo de la unión del transistor)
PDZ = VZ x Izmax = 6.8x 29.1mA = 0.20W El diodo zener puede ser de 0.5W
entonces la variación Vo debido a la resistencia de salida Ro es: (15) Ro ∆ I L = 0.22 x 450m = 99mV
en vez de 1W seleccionado por lo que es muy adecuado.
E. Cálculo del coeficiente de estabilidad Sv
D. Cálculo de la resistencia de
Se considera que la variación de Vo
salida Ro
coincide con la variación de Vz
De la (3)
entonces la (2) se transforma en:
INTECAP-CG1 ELECTRONICA INDUSTRIAL S V
=
S V
=
∆V O ∆V i
∆V Z ∆V i n
IL y T son constantes IL y T son constantes
6
zener fuera de la zona de trabajo, Inutilizando así el estabilizador. Para aumentar dicha resistencia se puede aumentar la tensión de
Por otra parte la resistencia
ingreso Vi.
equivalente de la etapa
Continuado el ejemplo:
estabilizadora vista de los bornes
supongamos una r z = 15 Ω
de ingreso es:
tenemos para SV
Req
=
Ri × r z Ri
+ r z
S V
=
r z
r z + R B
=
15 15
+ 220
= 0.064
siendo Ri de una etapa seguidor de
y con la (16) nos da una ∆V o ≅ ∆V Z
emisor esta es muy alta por lo que
igual a:
Req aproximadamente r z.
∆V o = ∆V i S V
Consider
La Req es aproximadamente la
= (13 .2 −10 .8)0.064 =154 mV
resistencia diferencial del zener
ando la temperatura constante la
entonces:
variación total es:
(16)
∆V Z = ∆V i
r z r z + R B
en este último análisis dividiendo el primer y segundo término entre la variaciones de Vi se tiene: r z ∆V S V = Z = ∆V i r z + R B (17)
I L ∆V o = S V ∆V in + Ro ∆ =154 m + 99m = 253mV
esta es la variación teórica de la tensión de salida
∆V o con
una
tensión de ingreso variable y una carga también variable.
De la (17) se ve que para disminuir
Para corrientes mayores al amperio
el valor del coeficiente de
se prefiere utilizar la “conexión
estabilidad Sv es necesario
Darlinton” para el transistor serie,
aumentar el valor de la resistencia
con esto se logra una corriente de
RB, dentro de ciertos límites, pues
base IB1 mucho menor que con un
si es demasiado alta pondría el
solo transistor. A continuación un
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7
ejemplo de estabilizador en
PQ2= (Vinmax – Vo)ILmax= (24 -
conexión Darlinton. Fig 5
12) x 1 = 24W Se escoge un transistor con las siguientes características: PD>12W ICmax>1A VCEO >24V utilizando el 2N3055 (ECG130) PD=115W ICmax=15A VCEO=60V hFEmin=30
Fig.5
hFE= 45
Ejemplo proyector un circuito estabilizador para alimentar una carga variable de 300mA a 1A con una alimentación de 12v y una
2. Ahora calculemos la corriente de base de Q2 I B 2 max
=
tensión de ingreso de 18V a 24V.
I L max h FE min
1 =
30
=
34mA
Datos: Vin=18 a 24 voltios
y escogemos el transistor Q 1
Vo= 12V
con IC1 = IB2 = 34mA
IL = 300mA a 1A
PQ1=(Vinmax-VOUT)IC1=(Vinmax-
ΔVin=6V
VOUT)IB2
ΔIL = 700mA
= (24-12) 34m= 0.41W
Solución:
PD1 > 0.5W
1. Seleccionar el transistor Q2
ICmax > 34mA
(potencia) Utilizando el BC141 (ecg128) PD = 1W
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ICmax = 1A
8
I Z max
VCEO = 80V hFemin = 90min.
=
=
V i max
24 −13.3 820
−V Z
R B = 12.7 mA
para IB1 tenemos I B1 max
=
I C 1 max h FE min
=
34m 90
=
380µ A
P DZ
=
V Z I Z max
=
13.3 × 12.7m = 0.17 W
P DZ = 0.5W 〉 0.17W 3. Se escoge el diodo zener V z = V BE 1 + V BE 2 + V O
El amplificador de error en las
= 0.65 + 0.7 + 12 = 13.3V
etapas estabilizadoras
Por lo que se puede utilizar dos
En las etapas estabilizadoras hasta
diodos de 6.8V en serie (según
aquí analizadas se ha visto en
figura 5)
particular que, las posibles
4. Cálculo de la resistencia RB
fluctuaciones de la tensión V Z del
R B
=
V i min − V z
diodo zener y la tensión V BE
I Z min + I B1
causadas por las variaciones térmicas, la tensión de salida no
R B
=
18 −13.6 5m + 0.38m
presenta ninguna posibilidad de estabilización ya que ésta depende
= 817 ≅ 820 Ω
de la tensión de referencia dada por el diodo zener.
5. Verificación Otra desventaja de los circuitos
P Q1 ≥ (V in max− V out ) I C 1
= (24 − 12)34m = 0.4W
anteriores es la resistencia interna que es relativamente muy grande que hace variar la tensión de salida al variar la carga.
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Para evitar todo esto se utiliza un
Al funcionamiento del circuito es
circuito particular como el de la fig.
físicamente más comprensible si se
6 en la cual notamos respecto a la
hace referencia al esquema de la
disposición circuital ya estudiadas
Fig 7, en el cual el elemento de
la agregación de la etapa
comparación o también llamado
amplificadora en continua y un
amplificador de error es el
potenciómetro R V que sirve para
transistor Q2. Si por ejemplo la
“ajustar” la tensión de salida Vo al
tensión Vo se incrementa seguirá
valor deseado, mientras el
un aumento de la polarización
amplificador en continua detecta
directa de la unión base – emisor
instante por instante la fluctuación
del transistor Q2; en incremento de
de la tensión de salida dada por la
tal polarización directa causa ahora
diferencia entre la tensión mVout
una mayor conducción del
de la tensión A-A y la tensión V Z de
transistor Q2, consecuentemente
referencia.
incrementa la caída de tensión a
Fig.6
los bornes de RB. Esto hace que la base del transistor Q 1 (punto K) se haga menos positiva y esto causará una menor conducción del mismo Q1, o sea una mayor caída de tensión VCE1 entre colector – emisor tal de regresar al valor inicial la tensión de salida Vo.
Esta diferencia (mVo – VZ) viene amplificada y transmitida a la base del transistor en serie cuya conducción aumenta o disminuye a modo de regresar al valor inicial prefijada la tensión de salida.
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V X
=
V O R1 R1 + R2
La expresión (1) es: V O
= V Z + V BE 2 +
V O R1 R1 + R2
Al final tenemos V O
= [V Z + V BE 2 ] × 1 + R1 R2
esta última demuestra como es posible variar la tensión de salida En otras palabras la polarización
Vo simplemente variado la relación
directa de la unión base-emisor del transistor Q1 aumenta o disminuye según que respectivamente,
de
R1 R2
.
disminuya o aumente la polarización directa de la unión base emisor del transistor Q 2; y un aumento o una disminución de esta última es causado, respectivamente de un aumento de una disminución de la tensión a los bornes de salida. Con referencia a la malla de salida
ejemplo: proyectar un estabilizador
de la figura7 la tensión de salida Vo
de tal modo de dar una tensión de
está dada por la suma de tensiones
salida variable de (8 a 24) V y una
presentes entre el punto N y el
corriente máxima de salida de
punto M o sea:
1Amperio según fig. 8
(1) V O = V Z + V BE 2 + V X Pero siendo:
Procedimiento:
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11
se escoge la tensión de
1.
ingreso: V IN
2.
Encontrando R Z
= 1.2 × V OMAX = 1.2 × 24 = 29V ≅ 30V
V − V z R Z = out min I RZ =
Se elige el transistor Q1 P Q1 = (V in max − V out min ) I L max
5.
8 − 6.8 2mA
= 600Ω ⇒ 680Ω
Seleccionando el transistor
= (30 − 8) ×1 = 22W
Q3: Se escoge Q1 por ejemplo de 2N3055 con un hFE=30 I c 2 = I B1=
P Q 2
=
I C 1 h FE min
30
=V in max −V Z = 30 − 6.8 = 23.3V
P Q3
=V CE × I C 3 = 23.2 ×8mA = 0.18W
escogeremos el transistor
1 =
V CE
=
34mA
BC141 V − V out − V BE 1 − V BE 2 R B = in I
= (V in max −V out min ) I C 2 = (30 − 8) × 34mA ≅ 0.75W
=
30 − 8 − 0.65 − 0.7 8.38mA
= 2.47 K Ω
I = I C 3 + I B 2 = 8 + 0.38 = 8.38mA
3.
Seleccionando el transistor Q2 como el BC141; con un
6.
Cálculo del divisor de salida I B 3 =
hFE de 90, PD=1W, IC=1A
I C 3 h FE 3 min
=
8mA 90
= 89 µ A
I V = 100 × I B 3 = 100 × 89 µ = 8.9mA
I B 2 =
=
I C 2 h FE 2 min
=
34m 90
= 0.38mA RV
4.
Se elige el diodo zener de 6.8V imponiendo una corriente de 10mA . I Z = I RZ + I C 3; I RZ = 2mA e I C 3 = 8mA
=
V O max I V
=
24 8.9m
= 2.7K Ω
V P = R2 × I V
R2
=
V P
8.9m
=
8 8.9m
= 898Ω
INTECAP-CG1 ELECTRONICA INDUSTRIAL V P ≥V BE 3
+V Z
= 0.65 + 6.8 = 7.45V ≅ 8V
Se utilizará un trimer de 1KΩ como R2 R p
12
veces mayor que la nominal, destruyéndose así el transistor. Poner un fusible no es la solución ideal pues la constante de tiempo térmica del fusible es mucho más grande que la del transistor.
+ R1 = RV − R2
= 2,700 − 900 =1,800 Ω
Es necesario por lo tanto un sistema de protección electrónica
R P
=1.5 K Ω
R1
= 300 Ω
R1 V out min = (V Z 1 + V BE 3 ) 1 + R p + R2
que proteja al transistor serie y que retorne a su norma1 funcionamiento una vez eliminada la sobrecarga o cortocircuito.
300 = ( 6.8 + 0.65) 1 + = 8.38V 1.8m
Retocando R1 a un valor inferior. V o max
= ( 6.8 + 0.65)1 +
R1 R p + R2
Entre las protecciones más utilizadas tenemos: •
corriente. •
300 + 1500 = 7.45 1 + = 22.35V 900
Protección con limitación de
Limitación de corriente con FOLDBACK.
•
Protección de tipo shut-down
Retocar el trimer R 2 para obtener 24V. La desventaja de los alimentadores con transistores es la limitación de
PROTECCIÓN CON LIMITACIÓN
la corriente cuando se sobrecargue
DE CORRIENTE.
o se cortocircuiten las terminales de salida; debido a que el transistor debe disipar una potencia muchas
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13
cierto valor de caída de tensión de RP provocada por la corriente de la carga IL (condición de sobrecarga o cortocircuito).
Los diodos
provocan una menor conducción de La figura 1 presenta la característica de regulación e
corriente a través de la base de Q 2 mismo que controla la corriente de
intervención de la limitación de la
base de Q1 haciéndolo conducir
corriente.
menos, limitando así la corriente
Un sistema de protección con
IL.
limitación de corriente es el de la figura 2, en donde el sistema esta formado por dos o más diodos en serie (D1, D2) y una resistencia Rp
La corriente máxima I Lmax de intervención esta dada por la siguiente relación:
en serie a la carga con valores del I L max =
décimo de ohm a varios ohmios.
⇒ P P =
∑V j − ∑V BE
V j1 + V j 2
R P
− ( V BE 1 + V BE 2 ) I L max
Donde: V j = Tensión de disparo del diodo. VBE = Tensión entre base-emisor Un circuito análogo al anterior es el de la figura 3 en donde se han Los diodos D1 y D2 no conducen en régimen de normal funcionamiento, pasando a conducción para un
substituido los diodos por el transistor Q3.
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14
Cuando la caída de tensión
P RP = R P × I L max
2
= 0.35 × 4 ≅1.5W
provocada por la I L a los bornes de la RP supera el valor de disparo de la tensión base-emisor del
Otro circuito de protección de
transistor Q3 (0.6 a 0.7 para el Si,
limitación es el de figura 4, donde
a 0.2 para el Ge), éste entra en
el transistor Q3 debe tener
conducción y deriva hacia la carga
características iguales a Q 1, la
una parte de MI B2 de la corriente
resistencia R1 debe ser adecuada
de base de Q2 que hace conducir
de modo que sature al transistor
menos a Q1 que a su vez limita la I L
Q3.
a la carga. La resistencia RP debe hacer entrar en conducción al diodo D 1 que derivará parte de la corriente de I B3 haciéndolo conducir menos limitando la corriente I L.
El cálculo de la R P se sigue mediante la expresión: RP =
V BE 3 I L max
El valor de Rp será: R P =
V j1 − V BE 3 I L max
LIMITACIÓN DE CORRIENTE CON
Suponiendo el Q 3 de silicio, VBE3 =
FOLDBACK
0.7V y se desea una limitación de
El sistema de protección con
corriente I Lmax = 2A el valor de R P
FOLDBACK que presenta su
será:
característica en la figura 5, se R P =
0.7 2
observa que disminuye la corriente = 0.35Ω
y deberá disipar una potencia:
suministrada conforme disminuye la tensión de salida Vo.
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15
En el caso de un cortocircuito neto,
VBE3 se mantenga constante. Se
la tensión de salida va a cero y la
tiene entonces:
corriente no se mantiene al valor ILmax, como en el sistema a simple
V BE 3
limitación, sino que llega a un valor
Si la tensión Vout de salida,
ICC notablemente inferior a I Lmax.
disminuye por una sobrecarga,
constante
= V RP −V R1 =
disminuye también la caída de tensión VR1 proporcional a Vout. De la expresión anterior siendo V BE = constante entonces la tensión en VRP debe también disminuir para Un circuito que realiza esta protección se muestra en la figura 6. El transistor Q3 está colocado como en la figura 3, pero la base esta polarizada además de la R P con un divisor R 1 – R2.
mantener dicha relación: Siendo: VRP =RP x IL que disminuya V RP debe bajar la corriente I L Se puede entonces observar que una vez iniciada la limitación o intervención de la protección por un exceso de la corriente absorbida por la carga, al disminuir la tensión de salida Vout contemporáneamente decrece la corriente IL , para Vout = O se tiene:
Analizamos el comportamiento de este circuito con la hipótesis, siempre legal de que la tensión
I L = I CC 〈 I L
max
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16
donde ILmax es el valor de corriente
funcionamiento puede hacerse
cuando inicia 1a limitación.
accionando un comando externo de
A continuación las fórmulas útiles
RESET y no simplemente
para proyectar el circuito de
removiendo la causa del
protección anterior.
cortocircuito.
R P =
V out
La figura 7 muestra un circuito con
I CC
esta protección en la cual la
V out I L 1 + V BE − I CC
resistencia RP, se coloca entre el
max
3
gate y el cátodo de un SCR (rectificador de silicio controlado).
R2 R1 + R2
=
V BE 3
I CC × R P
Cuando hay una sobrecarga entra a funcionar el SCR polarizando
R1
+ R2 = 10 a 30 K Ω
directamente el diodo D1 , no conductivo en funcionamiento
Para tensiones Vo , muy bajas las relaciones de foldback
I L max I CC
transistor DRIVER-Q2 el corte de no
debe ser mayor de 2:1 ó 3:1.
PROTECCIÓN DE TIPO SHUTDOWN Esta protección se diferencia de las anteriores porque en caso de sobrecarga, la etapa estabi1izadora queda completamente inactiva y para volver a su correcto
normal, anula la polarización del este transistor pone en OFF al transistor serie Q1.
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La intervención de la protección, se nota al encender un diodo LED o una lámpara común, mantendrá nula la tensión de salida. El estabilizador podrá restablecerse únicamente accionando el pulsador P que pondrá en OFF al SCR y desbloquea el estabilizador. Teniendo en cuenta que el encendido del SCR se tiene para tensiones comprendidas entre 0.5V a 1 V se calcula la RP con la siguiente expresión: R P =
V GT I L max
17