Schaltungssammlung / Lieferung 3 / Klaus Schlenzig / 1982

Hinweis zum Umgang Zu d ieser 3. Lieferung gehört keine Sammelmappe. Die Blätter sind mit 5 Aufnahmelöchern versehen und l assen sich auf Grund der buchbinderischen Verarbeitung leicht einzeln ab­ trennen . Besitzer der Sammelmappe zur I. bzw. 2. Lieferung können beliebig alte Seiten entfernen und neue einsortieren. Der Leser hat aber auch die Möglichkeit, die vorliegende Samm­ lung in Schnellhefter oder Aktenordner einzuheften. Über die Bereitstellung einer Sammelmappe zur 4. Lieferung wird bis zu ihrem Erscheinen entschieden.

Schaltungssammlung für den Amateur

Dritte Lieferung

·

1. Auflage

Mobile Sammlung von Grundschaltungen und Varianten

. Militärverlag

Herausg.egeben von

der

Dipl.-lng. Klaus Schlenzig

Deutschen Demokratischen

und Dipl.-J.ourn.,

Republik

lng. Wolfgang Stammler

Redaktionsschluß:

31.

August 1 9 8 1 ,

Autoren Blatt 2-1 bis 2-3 In Felicitas Leuthold Blatt 2-4 lng. Karl-Heinz Bläsing Blatt 3-l bis 3-2, 7-6 bis 7-10 Dipl.-Phys. Lothar Knapschinsky Blatt 3-3 Reinhard Kind Blatt 3-4 bis 3-6 lng. llarro Kühne Blatt 4-1 bis 4-10 lng. Georg Engel Blatt 4-11 bis 4-16 g. Hans-Jochen Schulze Blatt 5-1 bis 5-3 Dipl.-lng. Peter Ekne Blatt 5-4 bis 5-6 lng. Felicitas Leuthold Blatt 6-1 bis 6-15 Dpl.-Ing. Günter Warme, HS-Ing. Bernd Grafu f nder Blatt 7-l bis 7-7 lng. Karl-Heinz Bläsin{ Blatt 8-1 bis 8-5 Dr.-Ig. Jan Gerhard Smit B latt 8-6 bis 8-7 Benhardt Drewitz Blatt 8-8 bis 8-9 Dipl.-lg. Joachim Kulimann Blatt 8-1 0 Dipl.-Ing. Kar! Goernemann Blatt 8-11 bis 8-13 lng. Winfried Müller Blatt 8-1 4 bis 8-19 lng. Günter Pilz Blatt 9-l bis 9-2 lng. Hans-Uwe Fortier Blatt 10-1 bis 1 0-7 Dr. Günter Mief· Blatt 11-l bis 11-8 Ralf Kruse Blatt 1 1-9 bis 1 1-1 0 lng. Ralf Anders Blatt 1 1 -1 1 bis 1 1 - 1 3 Dipl.-lng. Wofgang E. Schlegel Die praktische Tabelle Obering. Karl-Heinz Schubert

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1 . Auflage © M i l i tärverlag der Deutschen Demokratischen Republik (VEB) - Berlin, 1 982 Lizenz-Nr. 5 LSV : 3539 Zeichnungen : Manfred Schulz, I ngeborg Haendschke Typograie: Helmut Hermann Printed in the German Democratic Republ ic Gesamtherstellun g : I N TERDRUCK Graph ischer G roßbetrieb Leipzig - I I I/ 1 8/97 Bestellnummer : 746 373 1 DDR 16,00M ·

SCHALTUNG S SAMMLUN G · Dritte Lieferung Kapitel 1

-

Einleitung

1982

Blatt

1-2

Vorwort

Kapitel 5 - Allgemeine Digitaltechnik

Kapitel 1 - Einleitung 1 -2

Vorwort

t

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Kapitel 2 - Stromversorgung Integrierte Festspannungsregler (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . Integrierte Festspannungsregler (Blatt 2) . . . . . . . . . . Integrierte Festspannungsregler (Blatt 3) . . . . . . . . . Die praktische Tabelle Kennzeichnung von Magnetbändern Magnetbandlaufzeiten Bandlängen je Spulendurchmesser Kennzeichnung der Vorspannbänder Kennzeichnung von Abtastsystemen Abkürzungen zur M agnetspeichertechnik Magnetbandkassetten Spannungstransverter für kleine A usgangsleistungen

... ... ....

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2-1 2-2 2-3

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2-4

Kapitel 3 - Verstärker

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3- 1 3-2 3-3 3-4 3-5 3-6

Moderne M i k roelektronik - M i k roprozessortechnik (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne Mikroelektronik - Mikroprozessortechnik (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne Mikroelektronik - Mikroprozessortechnik (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . : . Moderne M ikroelektronik - Mikroprozessortechnik rBiatt 4) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne M i k roelektronik - Mikroprozessortechnik (Blatt 5 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne Mikroelektronik - Mikroprozessortechnik . (Blatt 6) . . . .Moderne M i kroelektronik - Mikroprozessortechnik (Blatt 7) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . , Moderne M i k roelektronik - M i k roprozessortechnik (Blatt 8) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne M i k roelektronik - Mikroprozessortechnik (Blatt 9) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne M i k roelektronik - M ikroprozessortechnik (Blatt 1 0) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne Mikroelektronik - M i k roprozessortechnik (Blatt I I ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne Mikroelektron i k - M ikroprozessortechnik (Blatt 12) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne M ikroelektronik - Mikroprozessortechnik (Blatt 1 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne M ikroelektronik - Mikroprozessortechnik (Blatt 1 4) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Moderne M ikroelektroni k - M ikroprozessortechnik (Blatt 1 5) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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Kapitel 4- Musikelektronik und Efektschaltungen Baugruppen polyphoner elektronischer Tasteninstrumente mit i ntegrierten Schaltkreisen (Blatt I ) Baugruppen polyphoner elektronischer Tasteninstrumente mit i ntegrierten Schaltkreisen (Blatt 2) . . . . . . . . . Baugruppen polyphoner elektronischer Tasteninstrumente mit integrierten Schaltkreisen (Blatt 3) . . . . . . . . . Baugruppen polyphoner elektronischer Tasteninstrumente mit i ntegrierten Schaltkreisen (Blatt 4) . . . . . . . . . . . Transportable musikelektronische A n lagen aus der DDRProduktion (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Transportable musikelektronische Anlagen aus der DDRProduktion (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Transportable musikelektronische Anlagen aus der D D RProduktion (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Transportable musikelektronische Anlagen aus der DDRProduktion (Blatt 4) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Transportable musikelektronische Anlagen aus der D DR-Produ ktion (Blatt 5) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Transportable musikelektronische A n lagen aus der DD R-Produktion (Blatt 6) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Musiksynthesizer-Schaltungen m i t A 109 (Blatt 1 ) . . . . Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 109 (Blatt 2) . . . . Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 109 (Blatt 3) . . . . M usiksynthesizer-Schaltungen mit A 109 (Blatt 4) . . . . Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 109 (Blatt 5) . . . . Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 1 09 (Blatt 6) . . . Die praktische Tabell e Schal l platten-Daten Abtastnadel-Kennzeichnung Daten zum Magnetband Magnetkopf-Typenbezeichnung . . . . . . . . . .

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4-1 4-2 4-3 4-4 4-5 4-6 4-7 4-8 4-9 4-1 0 4-1 1 4-1 2 4-1 3 --1 4 4- 1 5 4-1 6

5- 1 5-2 5-3

5-4 5-5 5-6

Kapitel 6 - Mikroprozessortechnik

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Niederfrequenzverstärker für 60 W Ausgangsleistung (Blatt I ) Niederfrequenzverstärker für 60 W Ausgangsleistung (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Wechselsprechanlage mit A 2 1 1 D . . . . . . . . . . . . . . . . . . A nwendungsbeispiele mit den Operationsverstärkern MAA 74 1 und MAA 748 (Blatt I ) Anwendungsbeispiele mit den Operationsverstärkern MAA 741 und MAA 748 (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . Anwendungsbeispiele mit den Operationsverstärkern MAA 741 und MAA· 748 (Blatt 3). . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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Schaltungsvorschläge für Digitaluhren in MOS-Hochvolttechni k (Blatt I ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schaltungsvorschläge für Digitaluhren in MOS-Hochvolttechnik (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schaltungsvorschläge für D i gitaluhren in MOS-Hochvolttechnik (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Die praktische Tabelle TGL-Norme..i n der Magnetspeichertechnik Einchip-Digitaluhren (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Einchip-Digitaluhren (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Einchip-Digitaluhren (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Die praktische Tabelle Austausch von Schallplatten-Abtastsystemen Tips zum E i nsatz von Magnetbändern und Magnetband­ kassetten

6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6 6-7 6-8 6-9 6-1 0 6-1 1 6-1 2 6-1 3 6-1 4 6-1 5

Kapitel 7 - Meßtechnik E rweiterungen am Amateuroszillografen (Blatt 1 ) . . . . . Erweiterungen am A mateuroszillografen (Blatt 2) . . . . . Erweiterungen am A mateuroszillografen (Blatt 3) . . . . . Erweiterungen am A mateuroszillografen (Blatt 4) . . . . . E rweiterungen am A mateuroszillografen (Blatt 5) . . . . . D i gitales Multimeter (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Digitales M ultimeter (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . D i gitales Multimeter (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . D i gitales Multimeter (Blatt 4) ...................... Digitales M u l ti meter (Blatt 5) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

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7-1 7-2 7-3 7-4 7-5 7-6 7-7 7-8 7-9 7-1 0

Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Kfz-Elektronik (Blatt 1 ) Kfz-Elektronik (Blatt 2)

8-1 8-2

Kfz-Elektronik (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kfz-Elektronik (Blatt 4) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kfz-Elektronik (Blatt 5) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Drehzahlmesser für Kraftfahrzeuge (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . Drehzahlmesser für Kraftfahrzeuge (Blatt 2) . . . . . . . . . . E lektronische Diaprojektorsteuerung (Blatt 1) . . '" . . . . . Elektronische Diaprojektorsteuerung (Blatt 2) . . . . . . . . . Lichtband-Tenperatur-Fernanzeige . . . . . . . . . . . . . . . . . . Elektronik i m Fotolabor (Blatt I ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Elektronik i m Fotolabor (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Elektronik im Fotolabor (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Anwendungsbeispiele für Thyristoren (Blatt I ) . . . . . . . . . Anwendungsbeispiele für Thyristoren (Blatt 2) . . . . . . . . . Anwendungsbeispiele für Thyristoren (Blatt 3) . . . . . . . . . Anwendungsbeispiele für Thyristoren (Blatt 4) . . . . . . . . . Anwendungsbeispiele für Triacs (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . . . . Anwendungsbeispiele für Triacs (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . .

Kapitel 9

-

Generatoren und Sender

1 0-GHz-Technik - Problene und Möglichkeiten (Blatt 1 ) 1 0-GHz-Technik- Problene und Möglichkeiten (Blatt 2)

Kapitel 1 0

-

-

9-1 9-2

Modellfernsteuerung

Grundlagen und Entwicklungstendenzen der Modellfernsteuerung (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Grundlagen und Entwicklungstendenzen der Modell­ fernsteuerung (Blatt 2) . . . . : . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Beispiele moderner Fernsteueranlagen (Blatt 1 ) . . . . . . . . Beispiele modener Fernsteueranlagen (Blatt 2) . . . . . . . . Beispiele moderner Fernsteueranlagen (Blatt 3) . . . . . . . . Beispiele moderner Fernsteueranlagen (Blatt 4) . . . . . . . . Beispiele moderner Fernsteueranlagen (Blatt 5) . . . . . . . .

Kapitel 1 1

8-3 8-4 8-5 8-6 8-7 8-8 8-9 8-1 0 8-1 1 8-12 8-1 3 8-1 4 8-1 5 8-1 6 8-1 7 8-1 8 8-1 9

1 0- 1 1 0...2 1 0-3 1 0-4 1 0-5 1 0...6 1 0...7

Empfänger

Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. . . . . . . . Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Baugruppen eines modenen Farbfernsehempfängers (Blatt 4) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Baugruppen eines modenen Farbfernsehempfängers (Blatt 5) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers (Blatt 6) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -. . . . . Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers (Blatt 7) . . . . . . . . . . .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers (Blatt 8) . . . . ,. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schaltnetzteil moderner Color-Fernsehgeräte aus der DDR-Produktion (Blatt 1 ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Schaltnetzteil moderner Color-Fernsehgeräte aus der DDR-Produktion (Blatt 2) . . . . .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 1 ) . . . Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 2) . . . Baugruppen moderner Rundfunkempfänger (Blatt 3 ) . . .

1 1- 1 1 1-2 1 1 �3 1 14 1 1 -5 1 1-6 1 1 -7 1 1 -8 1 1 -9 1 1-10 ll-1 1 1 1-12 1 1-1 3

Die vorliegende 3. Lieferung der »Schaltungssannlung für den Amateur« entspricht in Anliegen und Gestaltung weitgehend i hren Vorgängern von 1 967 und 1 979. Der zeitliche Abstand zur 2. Lieferung verkürzte sich wesentlich gegenüber der 2. zur I . Das ist nicht zuletzt Ausdruck der hohen Geschwindigkeit, mit der sich gerade die Elektronik und besonders ihre derzeit modern� ste Form, die M ikroelektronik, entwickelt . Thematisch konnte von der 2. Lieferung ausgegangen werden. Die schon damals vielfach nicht mehr mögliche Begrenzung eines Themas auf jeweils ein Blatt brachte wiederum die Konsequenz, größere Themen auf mehrere Blätter zu verteilen. Gründe dafür waren das teilweise recht umfangreiche Bildmaterial auf der einen und das Bestreben nach weitgehender Ausnutzung der verfügbaren Fläche, gequantelt durch die Blattstruktur der Sammlung, auf der anderen Seite. Es sei aus gegebenem Anlaß auch nochmals darauf hingewiesen, daß die Beziferung in jeder neuen Lieferung dieser 'schaltungssannlung wieder von vorn beginnt. Die Her­ ausgeber wären überfordert, sollten sie bei jedem Thema (sofern das im Inhalt überhaupt möglich wäre) entscheiden, ob es einem Austausch- oder einem Folgeblatt zur vorangegangenen Liefe­ rung entspricht. Ein weiterer naheliegender Grund ist die Dyna­ mik der Gebiete und Themen. So war es besonders bei der M ikro­ prozessortechnik nicht möglich, sowohl aus Umfangs- wie auch aus Anschlußgründen, bereits . die jüngsten Ergebnisse zu ver­ arbeiten. Die Autoren dieses Abschnitts fanden dafür die aus A mateursicht doch wohl vorteilhatere Lösung, die in der 2. Lie­ ferung begonnenen I nformationen nun durch praktisch realisier­ bare Beispiele zu untermauen. Wenn dabei nicht der »aller­ letzte« Stand erfaßt wird, so ergibt sich das u. a. aus der Frage der Greifbarkeil des nötigen Materials gerade für Amateure bzw. - der Umfang dieser Technik legt die kollektive Arbeit nahe - für Areitsgemeinschaften. Sicherlich ist M i kroprozessortech­ nik unter heutigen Bedingungen nicht gerade eine Sache für den Anfänger. Dennoch hofen Autoren und Herausgeber, von die­ sem für viele Belange heute so wichtigen Thema einige praxis­ nahe, realisierbare Aspekte abgeleitet zu haben. Auf der anderen Seite soll nicht verschwiegen werden, daß in einigen Beiträgen auch m ikroelektronische Bauelemente Erwäh­ nung fanden, die noch nicht zum Produktionssortiment der DDR oder auch des RGW gehören. Sie runden i m allgemeinen I nfor­ mationen zum jeweiligen Gebiet ab. Außerdem ist gerade auf dieser Ebene auch für den Amateur noch manche (positive) Überraschung möglich. Der verhältnismäßig kurze Zeitraum zwischen Themenstellung und Manuskriptabgabe brachte (neben dem positiven Gesichtspunkt ausreichender Aktualität) aller­ dings auch einige Erschwernisse bei der Abstimmung und Be­ arbeitung. Die Autoren des Kollektivs dieser Sammlung leben in allen Teilen unseres Landes. Sie alle stehen voll in ihren von Elektronik geprägten Berufen. Ihre vielfältigen Erfahrungen drücken sich in den Beiträgen ebenso aus wie die Ergebnisse mancher Freizeitstunde. Nicht jede Stronlaufplanskizze ent­ sprach den neuesten Standards. Die Grafiker, denen in Zusam­ menarbeit mit den Herausgebern die Vereinheitlichung oblag, standen daher bisweilen vor schwierigen Fragen. Im Ergebnis dieser Umstände (und mit Rücksicht auf anderenfalls zu hohe Fehlererwartung) konnte daher in dieser Lieferung der neue Standard für die Bezeichnung elektronischer Bauelenente in Stromlaufplänen noch nicht voll durchgesetzt werden. Wir hof­ fen, daß dieses Problen (bei entsprechendem Entgegenkommen aller Beteiligten) zur 4. Lieferung keiner Erwähnung mehr be­ darf. Nicht in jedem Falle wurden uns auch - trotz entsprechender Zu­ sagen - die geplanten Manuskripte zur Verfügung gestellt. Dafür mögen im einzelnen viele Gründe vorliegen. Sehr zu bedauern ist jedenfalls, daß der uns für den Amateur äußerst wertvoll er­ scheinende Beitrag über Zusatzgeräte zum EO 2 1 1, für den uns als Ergänzung von autorisierter Seite eine qualifizierte Beschrei­ bung des Grundgeräts zugesagt worden war, nun doch allein er­ scheinen muß. Zusammenfassend betrachtet : Autoren und Herausgeber hofen, mit dieser 3. Lieferung sowohl den Stammlesern als auch allen neuen Interessenten (denen wir leider keine Vorläuferexemplare· mehr zur Verfügung stellen können) wiederum eine Arbeits­ grundlage für manches Vorhaben im gesellschaftlichen oder i m privaten Bereich gegeben z u haben. Die viele Beiträge ergänzen­ den Leiterplatten sind dabei sicherlich wertvolle Untrstützung. Berlin, im Herbst 1 98 1

Die Herausgeber

I

SCHA LTU N G S SA M M L U NG · Dritte Lieferung · 1982

Kapitel 2

-

Integrierte Festspannungsregler

1.

Festspannungsregler stellen vielfach eine vorteilhafte Alternative zu r üblichen Kombination eines einstellbaren Schaltkreises für die Spannu ngsstabilisieru ng (z. B. MAA 723) mit einem davon gesteu erten Leistungstransistor dar. Zu den Vorteilen integrierter Festspannungsregler zählen : - Alle Teile der Regelschaltung sind in einem (meist nu r drei­ poligen) Gehäu se vereint. Dadurch ergeben sich die nach­ stehenden Vorzüge : - vereinfachte Montage ; - gute t hermische Eigenschaften ; - Festspannu ngsregler enthalten im allgemeinen Schaltu ngsmaßnahmen gegen Ü berStro m, seku ndären Du rchbru ch und Übertemperatu r (Bild 1 ). Zu den Eigenschaften der derzeit verfügbaren Typen, die ihren Einsatz für manche Anwendu ngen erschweren bzw. nicht er­ lauben, zählen : - Die intern eingestellte Festspannu ng ist toleranzbehaftet (z. B. 5 V± 5 ��) u nd kann du rch äußere Eingrife gegebenenfalls nur mit Kompromissen (Energiebedarf, Regelverhalten) in ihrem Wert verändert (bei den vorliegenden Typen jedoch nur erhöht) werden. - Die internen Schutzmaßnahmen gegen Überlast (Überstrom, zu hohe Temperatu r) können von au ßen nicht direkt beeinlu ßt werden (z. B. Überstromabschaltu ng). - Festspannu ngsregler sind empindlich gegen Eingangsku rz­ schlüsse, wenn am Ausgang größere Kapazitäten angeschlos­ sen werden. Es sind Schaltu ngsmaßnahmen dagegen erforder­ l ich. Jedoch gibt es au ch speziell für äußere Eingrife entwickelte Typen, die zu nehmend verfügbar werden und z. B. den Bau ein­ stellbarer Konstantspannungs-Laborgeräte gestatten (etwa den Vergleichstyp LM 3 1 7 u . ä.). [m folgenden werden zunäcli.st einige E rfahru ngen mitgeteilt, die an der von TESLA (CSSR) ' gelieferten Reihe MA 78 XY gewonnen wurden (XY steht für positive Festspannungen zwischen 5 u nd 24 V) [ 1 ]. Abschließend wird ein Beispiel zu m i nternationalen Stand gegeben.

Bereitstell ung stabilisierter G leichspannungen bei Strömen bis etwa I A entwickelt. Höhere Au sgangsströme erfordern externe Bauelemente, deren Anzahl bei Berücksichtigu ng aller Wunsch­ funktionen bald den Einsatz einer einstellbaren stabi lisierten »Steu erqu el le« etwa vom Typ MAA 723 nahelegt. Die grund­ sätzlich gegebene Möglichkeit, mit einem solchen Regler auch eine·andere stabile Au sgangsspannung zu erzeu gen (es ist dabei nur U > Unenn möglich), wird mit Zusatzstrombedarf u nd nicht u nbedingt idealen Eigenschaften erkauft. I nsofern sind diese Festspannungsregler für viele Einsatzfälle ein Kompromiß. I hre werkseilig eingestellte Ausgangsspannung toleriert um einige Prozent (Tabelle I ). H inzu kommen eingangsspannungs- u nd

Tabelle I Ausgangsspannungsbereich in Volt von Fest.lpannungs­ reglern der Serie MA 78 XY bei 500 mA Ausgangs­ strom [ I ] Typ MA MA MA MA

8

5k c _L)

Übersichtsdarstel lu ng der Innenschaltung eines Fest­ spannu ngsreglers

Erfahrungen mit Festspannungsreglern aus dem RGW

Die Typen MA 7805 bis MA 7824 von TESLA sind bereits seit einigeI Jahren im Fertigungsprogramm. Sie wurden vorrangig ­ die Bezeichnu ng Festspannungsregler drückt es aus - für die

UAmax

4,8 1 1 ,5 1 4,5 23,0

5,0 12,0 15,0 24,0

5,2 12,5 15,6 25,0

bei UE

10

19

23 33

Tabellenschlüssel :

2 3 4 5 6 7 8

0 25k

VAnenn

Tabelle 2 Kenndaten der Reihe 78 XY (überarbeitet nach [6])

I

WärmeSchutz

UAmin

au sgangslastabhängige Toleranzen, die über den mit einem MAA 723 erreichbaren l iegen. Damit erfordern Schaltungen z. B. in elektronischen Meßgeräten oft doch noch eine aus dieser stabilisierten Spannu ng gewonnene, au f den Sollwert einstellbare »Folgespannung«, die nu r entsprechend niedriger liegen kann'u nd einen eigenen (kleineren) Stabilisator brau cht. Insofern eignen sich »Leistu ngs«-Festspannu ngsregler gu t für die zentrale Vor­ stabilisierung. Tabelle 2 gibt eine vollständige Datenübersicht, erarbeitet nach Herstellerangaben.

9

2.

7805 781 2 7815 7824

Zeile Nr.

(+Uf)

Bild 1

2-1

( Blatt 1)

Einleitung

Stromquellen

Blatt

Stromversorgung

10 II 12 13 14 15 16 17 18 19

20 21 22 23 24 25 26

Kenngröße Ausgangsspannung bei 25 oc für 12 = 0,5 A und U I A usgangsspannung bei P � I 5 W für Eingangsspannungen von Ru hestrom typ. (max.) bei 25 oc Ru hestromänderung für Eingangsspannu ngen von Ruhestromänderung (12 zwischen 5 mA u nd I A ) Ausgangsspannungsänderu ng typ. (max.) bei 25 oc für Eingangsspannungen von Au sgangsspannu ngsänderu ng typ. (max.) bei 25 oc für Eingangsspannu ngen von Lastabhängigkeit der Au sgangsspannung bei 25 oc bei 12 zwischen 250 mA u nd 750 mA : typ. (max.) bei 12 zwischen 5 mA u nd I A : typ. (max.) mittlerer TK der Au sgangsspannung (12 = 5 mA, } zwischen 0 und 125 °C) Langzeitinstabil ität der A usgangsspannu ng Brummu n terdrücku ng bei 1 0 Hz, typ. (min.) im Bereich von M indestspannu ng zwischen Ein- u nd Au sgang bei 12 = I A u nd }1 25 oc Au sgangsstrom bei K urzschlu ß (}1 = 25 ":) Au sgangsspitzenstrom A usgangswiderstand für I kHz, typ. Au sgangsrau schspannung, typ. ({f. = 25 oc, 1 0 Hz . . . 1 00 kHz) · =

=

\

Tabelle 2 (Fortsetzung) Zeile Nr .

1

2 3 4 5 6 7 3

9 10 II 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26

MA 7805

MA 78 1 2

4,8 . . . 5,2 V 10V 4,75 . . . 5,25 V 7 . . . 20 V 4,2 (8) mA <1 ,3 mA 7 . . . 25 V <0,5 mA I ( <50) mV 8 . .. 12 V 3 ( < 1 00) mV 7 . . 25 V

1 1 ,5 . . . 1 2,5 V 19V 1 1 ,4 . . . 1 2,6 V 1 4,5 . . . 27 V 4,3 (8) mA < l mA 1 4,5 . . . 30 V <0,5 mA 3 (< 1 20) mV 1 6 . . . 22 V 10 (<240) mV 1 4,5 . . . 30 V

1 4,4 . . . 1 5,6 V 23 V 1 4,25 . . . 1 5,75 V 1 7,5 . . . 30 V 4,4 (8) mA
23 . . . 25 V 33 V 22,8 . . . 25,2 V 27,5 . . . 38 V 4,6 (8) mA
5 (<50) m V 15 ( < 1 0) mV - l , l mV/K

4 ( < 1 20) mV 12 (<240) m V - I m V/ K

4 (<75) mV 1 2 (<1 50) mV - I mV/K

4 (<240) mV 1 2 (<480) mV - 1 ,5 mV/K

<20 mV 78 ( 6 2) dB 8 ... 1 8 V 2V

<48 mV 7 1 (55) d B 1 5 . . . 25 V 2V

<60 mV 7 0 (54) d B 1 8,5 . . . 28,5 V 2V

<96 mV 6 6 (50) dB 28 . . . 38 v 2V

750 mA 2,2 A 1 7 mn 4 .V

350 mA 2 ,2 A 1 8 ml 75 .V

230 mA 2, 1 A 19 ml 90 .V

1 50 mA 2, 1 A 28 mil 1 70 .V

.

M A 78 1 5

Die über dem Schaltkr eis für I A Laststr omer for der liche MindestSp annu ng von 2 V (wobei die nach u nten du rchgre ifenden Sp itzen der Bru mmsp annu ng am Ladeko ndensator selbstverständ­ lich zu berücksichtigen sind) kann u nter den gegebenen Ver hält­ nissen der I nnenschaltu ng (Darlington au s 2 np n-Tr ansistor en) noch als annehmbar gelten. S elbst bei getr ennter Herau sführu ng des Kollektors von T l 6 (vgl. Bild 63 in [3] ) wäre sicher lich nicht mehr als I V, also I W, zu gewinnen - bei Notwendigkeit eines Sp ezialgehäu ses, währ end die Regler als »Dr eip ole« in ther misch günstigen T03-Gehäu sen u nter gebr acht werden konnten (Bild 2).

e •

c 0

8 U1 -

HA

78XY

E

_uz

[ (1}

Bild 2

Festsp annu ngsr egler der Serie MA 78 XY- Anschlu ß­ belegu ng u nd Dar stellu ngsweise

Äu ßer st vorteilhaft sind einige Eigenschaften, die du rch I nte­ gration möglich wu rden u nd teilweise au ch z. B. viele integr ier te NF-Verstär ker kennzeichnen. Das sind im wesentlichen die 3 Schu tzschaltu ngen gegen - Ü ber str om; - Ü ber sp annu ng (kor rek t: seku ndären Dur chbru ch); - zu hohe Ver lu stleistu ng (Wärmeschu tz). Die Mechanismen dieser Schu tzschaltu ngen wur den z. B. in (2) erläu tert. I h re p raktische Au swirku ng hängt von den Betr iebs­ bedingu ngen u nd daru nter au ch vom Net ztransfor mator ab. D azu weiter u nten mehr.

2.1.

M A 7824

Eigenarten der Serie 78 XY

(Die Ser ie 78 XY ist international gebr äu chlic h; die Vor-Bu ch­ staben MA deu ten also nu r au f die TESLA-Au sführu ng hin.) Die hohe inter ne Ver stärku ng u nd dier elativ »komp lexe« I nnen­ schaltu ng dieser Festsp annu ngsregler br ingen einige Einsatzp ro­ bleme. l n der Literatur wird daru m vor allem au f die u nmittel · bar an Ein- u nd Au sgang gegen das an Masse liegende Gehäu se notwendige Kondensatarbeschaltu ng hingewiesen. Au sreiche" d für die u nter su chten Einsatzfälle waren je ein M K L-Konden­ sator von I l F an B u nd an E gegen C. Bei den Einsatzu nter­ su chu ngen traten Schwingerscheinu ngen vor allem im Ü berlast­ bereich au f. Dabei hatte die Fr age, ob die beiden Kondensatoren ( vor allem der au sgangsseitige) vor handen war en, teilweise Ein­ Ru ß darau f, daß die Au sgangssp annu ng nach entsp rechender Entlastu ng wieder p en Nennwer t erreichte. Nach vorliegenden Erfahru ngen dürfte diese C-Beschaltu ng eine im Au fwand ver­ tr etbare u nd in der Au swirku ng notwendige Maßnahme dar­ stellen. Entsp rechend ernst zu nehmen sind au ch die Angaben in der Liter atu r bezüglich der Zu lässigkeil von Au sgangs-Elektro­ lytkondensatoren. Daß sie angesichts des Regelverhaltens für die Au sgangswelligkeil keine Bedeu tu ng haben, ist einzu sehen. I n einer Stromversor gu ngseinheit für sich allein au f einen Au s­ gangs-Elektrolytkondensator völ lig verzichten zu können ist vorteilhaft. I n den zu versorgenden Schaltu ngsteilen beinden sich jedoch au s den u nterschiedli� sten G ründen Elektrolyt­ kondensator en teilweise er heblicher Gesamtwerte, z. B. in TTL­ Schaltu ngen als Stützko nden satoren. Au s der Literatu r geht als eine Begründu ng gegen S olche Kondensator en folgendes her vor : Wenn der Au sgangskondensator geladen ist u nd die Betriebs­ sp annu ng wir d abgeschaltet, dann kann der Regler einige Zeit invers belastet werden. Dem ist er nicht gewachsen. A ls Schu tz­ maßnahme gegen solche Fälle wir d eine Diode zwischen E u nd B (Katode an B) vorgeschlagen. Diese Maßnahme h at sich selbst mit 2 200 .F Au sgangs-C als br au chbar er Schu tz erwiesen, so­ gar bei künstlich erzeu gten Eingangsku rzschlüssen. A ls dennoch ein 1 2-V-Stabilisator au siel, konnte als mittelbar e Ursache eine defekte Schu tzdiode er mittelt werden. Darau s ist zu folgern : Sofern es die übrige Schaltu ng gestattet, sollten Elektrolytkon­ densator en am Festsp annu ngsr egler-Au sgang zwar vermieden werden. Wo immer jedoch die Möglichkeit besteht, daß der Au s­ gang mit einer solchen kap azitiven Last beau fschlagt werden kann (z. B. bei Einsatz als u niver selle Festsp annu ngsqu elle),

Blatt

SC HALTU N G S SAMM L U N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 2

-

Integrierte Festspannungsregler

•

SY360/1 13511 78 XY -;2 rC1--il-�-czf 1 l

r 8 --l

}! lF

•

•

•

(Blatt 2)

HA

I dicht

an d!n Anschlüssen1)

Bild 3 Empfohlene Außenbeschattung

sollte auf diese Schutzdiode nicht verzichtet werden. Im normalen Strom- und Spannungsbereich dieser Regler und den für I A nötigen Kapazitäten kann dafür eine SY 360/ I eingesetzt wer­ den. Noch höhere Sicherheit bei Impulsbelastungen im Sinne eines Eingangskurzschlusses bietet die neueSY 351. Somit emp­ fehlen sich für Festspannungsregler der Reihe MA 78 XY bei ·universellem Einsatz 3 externe Bauelemente: 2 x 1-[LF-M KL und l x SY 360/IoderSY 35l ( Bild 3).

2.2.

-·

HKL

2-2

Stromversorgung

Erfahrungen mit den Schutzschaltungen der MA 78 XY

Nicht immer steht für einen gerade vorliegenden Einsatzfall ein optimal dimensionierter Netztransformator zur Verfügung. So wurde bei den Untersuchungen ein LL-48-Transformator nach dem Streut ransformatorprinzip getestet (Netzspannungswick­ lung zwecks leichterer Realisierung der Schutzklasse 2 auf dem einen, Sekundärspannungswicklung auf dem anderen Schenkel, Bauart Klingeltransformator). Dieses Prinzip führt zu hohen Leerlaufspannungen und einem weichen Verhalten. Bei ent­ sprechend eingestellter Eingangsspannung konnten so einerseits leicht 35 V (das ist der G renzwert für die Typen bis 7815) und andererseits bei 2,2 A Last (dort begrenzt der Regler intern) weniger als Umln für den Eingang erreicht werden. Unter solchen »worst-case«-Bedingungen zeigte sich an einigen'Tastexemplaren eindrucksvoll die Wirksamkeit der jeweils gerade zutrefenden Schutzschaltung: Wird die Eingangsspannung unbelastet z. B . a u f 2 5 V eingestellt und a n den Regler angelegt, während der Ausgang des benutzten 1 2-V-Reglers schon kurzgeschlossen ist, stellten sich beim Einschalten im Beispiel etwa 7,7 V ein (Wert hängt vom Innenwiderstand des Transformators ab), und der Ausgangsstrom wird von der Strombegrenzung des Reglers auf 2,2 A festgehalten. Wird dieser Zustand einige Sekunden bei­ behalten, so setzt die thermische Schutzschaltung ein. Der auf­ genommene Strom geht auf 0,45 A zurück, und die Eingangs­ spaniung steigt auf 1 9 V (Streutransformator). Legt man da­ gegen zuerst die Spannung an und erzeugt dann einen Kurz­ schluß, so geht der Strom bereits auf diesen Wert zurück. Um­ gekehrt,äßt sich feststellen : Langsames E rhöhen der Last bringt schließlich A usgangsstrombegrenzung auf einen Strom von 2,2 A, der plötzlich auf weniger als 0,5 A »zurückfaltet«, sobald die Bedingung für die thermische Sicherung erreicht ist. Die Wirksamkeit der "Überspannungsbegrenzung" zeigte ein Überspannungstest. Obwohl die eingestellten Eingangsspannun­ gen die laut Datenblatt zulässigen dabei überstiegen, blieb der - Schaltkreis voll funktionsfähig. Bei' einer Belastung mit 1 0 mA brach die Ausgangsspannung bei 40 V Eingangsspannung auf etwa 0, 7 V zusammen, und der Eingangsstrom ging auf 9 mA zurück (UELeer stieg auf 43,5 V). Bei 30 V sprang die Ausgangsspannung wieder auf I 2,35 V ; die Eingangsspannung stellte sich auf 28 V ein. Dieses Verhalten setzte allerdings einen Mindestausgangs­ strom voraus. Bei 390 0 Last statt der vorherigen 1 20 0 z. B. ging die Ausgangsspannung erst bei 44 V Eingangsspannung auf etwa 2 V zurück. I 20 mA stellten am Testexemplar den R icht­ wert für den Ausgangsstrom dar, bei dem mit etwa 40 V Ein­ gangsspannung die Ausgangsspannung auf < I V »rückge-

faltet« wurde. Die Rückkehrspannung lag bei 28 V. Dagegen waren 3 I ,5 V bereits als Ansprech-Eingangsspannung bei I A Ausgangsstrom festzustellen, der darauf auf 6 mA bei 85 mV zurückging ( UEin stieg danach auf 46 V). Die Rückkehrspannung lag wieder nur wenig über 28 V. Schon bei 7,5 V schaltete die untere Strombegrenzung dagegen nach diesen Tests von 2 A auf etwa 0,5 A, wobei. die Eingangs­ spannung auf 1 7,7 V stieg. Bei I 0,2 V erhöhte sich I wieder fast auf 2 A, wobei der Streutransformator die Eingangsspannung auf 5 V reduzierte. Diese »Wertesammlung« soll beim Gewöh­ nen an Verhaltensweisen dieser Festspannungsregler helfen.

2.3.

Einstellen anderer Ausgangsspannungen

(I �)

M it einer Widerstandsbeschattung nach Bild 4 (im Beispiel für einen MA 7815) läßt sich eine höhere als die reglereigene Ausgangsspannung einstellen. Dabei gilt U�

u.

+

+

10 R2 (korrigiert gegenüber [2], wo Rl und R2 im Druck ver­ ·

=

tauscht worden waren). Im Beispiel ergaben sich rechnerisch 20,65 V, gemessen 20,68 V. Von Nachteil erschien zunächst die in [2] enthaltene Forderung nach relativ niederohmigen Teiler­ · widerständen und der damit verbundene hohe Ruhestrom: 1 35 mA im Beispiel. Tests mit relativ hohen Werten im Vergleich zu niedrigen Teilerwiderständen ergaben jedoch, daß selbst Werte bis in den unteren Kiloohmbereich durchaus noch ver­ tretbare Ergebnisse liefern. Bild 5 und Bild 6 geben dazu einige Informationen. Allerdings wurden alle Kurven bei nahezu gleichbleibender Eingangsspannung (27 bis 28 V) aufgenommen. Bei den höheren Strömen zeigte sich der auch in der G rund­ schaltung mit zunehmender Erwärmung beobachtete Spannungs­ rückgang um einige zehn Millivolt.

U.

TCT

Dt

7815

zB. HA 8

1 [

E

Uz R1 = )fZB 12011 [ R2 yje ..Jl)

_

Bild 4

G rundbeschaltung eines MA 7815 für höhere Ausgangsspannung (etwa 20 V) in Anlehnung an [2] ,

Bild 5

Beschattung eines MA 781 2 für höhere Ausgangsspan­ nung. Ergebnisse s. Bild 6. Ohne C3 (und 02) liegt bei /2 � 40 mA Ubrss � 1 0 mV, mit C3 = 220/6,3 wird Ubrss ·� 5 mV. D2 schützt den Schaltkreis bei Ausgangs­ kurzschluß gegen Ue3

al

u21

15

20

V 14

b) 13

V

u c 27 V 1 Rtt = o t R21 = 4 on R12 = 1kl

1

R22 = 410fl 6,5mA 10 1 = 19 mA Ir2

J

500mA ·-·

Ut

V

19�

-· -

=

27 V

lA /

· -·-·-

�

R tt = o

U2 1

u22

12

r

Bild 6

10 1

Ir2

=

=

15

�5mA 29mA

500 mA

)

r --

Soll ein MA 78 XY für größere Ausgangsströme eingesetzt wer­ den, als seine Daten zulassen, kann ein Leistungstransistor >>auf­ gestockt« werden. Bild 8 zeigt eine Schaltung, die in zwei Stufen wirkt. Zunächst (für kleinere Ausgangsströme) liefert der Fest­ spannungsregler den Strom allein. Da sein Ausgangsstrom in etwa dem Eingangsstrom entspricht, kommt schließlich der Punkt, wo I I R l (II � /2) die Basis-Emitter-Schwellspannung des Zusatztransistors erreicht. Er wird nun ebenfalls leitend und liefert zusätzlich Strom >>nach Bedarf<< . Dieser Transistor kann jedoch durch die internen Schutzschaltungen nicht in jeder H i n­ sicht geschützt werden ; denn es hängt von Rl ab, ob der >>rück­ gefaltete<< Kurzschlußstrom den Transistor ofenhält oder nicht, sowie von I und VI, wie stark er dabei thermisch belastet wird. ·

lA

a - »hochohmige<< Beschaltung zu Bild 5 ( U 21 destbeschaltung nur mit R2) b - >>niederohmige<< Beschaltung zu Bild 5 ( U21 destbeschaltung nur mit R2)

M in­ M in­

Interessant für Einsatzfälle mit sparsamstem Bauelementeeinsatz ist die den jeweils oberen Kurven von Bild 6 zugrunde liegende Schaltung mit Rl = o. Die Ausgangsspannung ergibt sich dann R l' zu V� � V. I + 0 + /0 R2. Damit ist die Erhöhung nur

(

01

zB.

Rf

---�8

MA 78XY

B i ld 9

[

MKL

Zusatzs"haltung für größere Ausgangsströme

I 0,5bzw.

Rf

•

----' 1J

�

Bild 8

E �o+Uz

0,39)

•

3

Schaltungsbeispiel bis etwa 3 A Ausgangsstrom mit K urzschl ußst rom-Begrenzungszusatz

Die Zusatzmaßnahme nach Bild 9 wirkt im Sinne einer Strom­ begrenzung für den Leistungstransistor. R2 öfnet bei /2 R2 � V8E2 den zweiten Transistor, der daraufhin die den Leistungs­ transistor öfnende Spannung über Rl begrenzt. Eine solche Schaltung wurde mit einem MA 7805 getestet. Der zusätzliche Transistor verringerte zwar den im Kurzschlußfall ließenden Strom, doch es bleibt für den KD 6 15 eine erhebliche thermische Belastung, die je nach 12 und V I eine entsprechend dimensionierte K ühlläche oder sogar das Parallelschalten meh­ rerer Transistoren einschließlich nötiger Zusatzmaßnahmen zur gleichmäßigen Stromverteilung erzwingt. An der Schaltung nach Bild 9 wurde ein Datenvergleich mit dem MA 7805 ohne Zusatztransistor durchgeführt. Die Ergebnisse : ·

MA 7815

R2

J f mit jeweils zutreffender Außen­ beschattung IU314 <7V bzw.

>

7V)

Bei zentraler Vorstabil isierung kann auf C3 und damit auch auf D2 verzichtet werden

•

KD 615

•

noch eine Funktion von R2. Übrigens bleibt /0 in einem weiten Lastbereich relativ konstant - anderenfalls wäre diese Schaltung sinnlos. Jedoch gilt v; ={(VI), da /0 =f(VI)! Wird im Sinne verhesserter Brummunterdrü c kung auch in die­ sem >>Steuerkreis<< ein Kondensator vorgesehen, so ist er wieder­ um durch eine Schutzdiode im skizzie�ten Sinne zu ergänzen (Bild 6). Weitere Varianten für einstellbare· Spannungen mit Festspan­ nungsreglern sind z. B. in [3] enthalten. Bei nicht allzu hohen Forderungen an den Gru ndwert der stabi­ lisierten Spannung im Vergleich zur Wunschspannung und bei Beachtung der z. B. in [2] und [3] zusammengefaßten Daten sind Festspannungsregler eine günstige Alternative zur Kombi­ nation MAA 723 mit Leistungstransistor. Sich deren speziischen Eigenschaften (genaue Einstellbarkeit, sehr hohe Last- und Tem­ peraturunabhängigkeit) nähern zu wollen bleibt stets ein Kom­ promiß. ln Form der einstellbaren Ausgangsspannung mit einem oder zwei externen Widerständen eine Brücke zwischen den vor­ gegebenen Festwerten zu schlagen erweist sich bei-Berücksichti­ gung der Last- und Temperaturabhängigkeit oftmals als brauch­ bare Alternative. Das trift z. B. in Fällen zu, bei denen etwa mit einem MA 7815 mehrere kleinere Einheiten gerrau 15 V erfor­ dern. Der MA 7815 kann dann auf z. B. 17 V eingestellt werden,

Bild 7

•

Schaltungserweiterung für große Ströme

2.4. 16 V

l R21 = 130 l Rf2 =560 R 22 = 130l

und Schaltkreise vom Typ MAA 723 - gegebenenfalls mit exter­ nem H ilfstransistor - stabilisieren daraus bei kleinstem Ein­ gangsspannungshub die gewünschte hochgerraue Spannung (Bild 7). Dadurch lassen sich diesen Spannungsstabilisatoren Ströme bis zur Grenze ihrer Daten entnehmen_, ohne daß durch variable Eingangsspannung in ihnen eine unzulässig hohe Ver­ l ustleistung entsteht. Außerdem bilden solche dezentralen Stabili­ satoren ohnehin stets bei hohen Konstanz- und Genauigkeits­ forderungen eine von Zuleitungswiderständen unabhängige Lösung für Stromversorgungsprobleme besonders in der Meß­ und Regeltechnik.

•

Blatt

SC H A LTU N G S SAM MLU N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 2

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Integrierte Festspannungsregler

•

••

•

Abschließend die entsprechende Kurzinformation zum KFY 1 8 (für 2 5 °C ): -UcED max = 4 5 V , . UEBO max = 5 V , -J e max = 0,8 W (ohne Kühlmaß­ 60 mA, -/8max = I 0 mA, Pcmax nahmen), Pc max = 2,6 W (ideale K ühlung, f. < 45 °C, UcE = 0,6 V (typ.), I V (max.), 0 . . . 1 0 V), f; max = 20 °C, - UcEs -UaEs = 0,95 V (typ.), I ,3 V (max.), beide für - fc = 1 50 mA, -/o = 1 5 mA, h21E = 90 . . . 300 (-Uc8 = I O V, /E = 1 0 mA) . =

=

=

3.

\

Wichtigste Kennwerte von pnp-Leistungstransistoren (TESLA ) K D6 1 5 KD616 K D6 1 7

40 -UcEomax 50 -UcERmax (R8 E = 4Hl) 5 - U�BOmax 10 -/c mu 14 -/c�max 2 -/Bmax 70 P totmu. (-UCE = 30 V, fc = 25 °C) 1 55 }jmax 2 -UcE�atmax (-/c = I O A , -/0 = I A) 2,4 -UaEsatmax (-Je= I O A, -J8 = I A ) 30 h21Emln (-Je = I A, - U�E = 2 V) 10 h21Emln ( - Je = I O A, -UcE = 2 V) I IT (-Je= I A, - UCE = I O V, I= 1 M Hz) I ,5 Rthjcmax

60 70

80 90

V V

5 10 14 2 70

5 10 14 2 70

V

1 55 2

1 55 2

2,4

2,4

Einstellbare Festspannungsregler

Der internationale Typ LM 3 1 7 ( 1 1 7, 2 1 7, 3 1 7) ist ein einstell­ barer dreipoliger Festspannungsregler, mit dem z. B. ein Labor­ netzgerät realisiert werden kann . .Bild I 0 zeigt eine entsprechende Grundschaltung [4]. Für den LM 3 1 7 werden konkrete An­ gaben bezüglich der gegen die Energie von A usgangskonden­ satoren bei Eingangskurzschluß erforderlichen M aßnahmen ge­ macht [5]. Danach ist dieser Typ intern bereits relativ gut ge­ schützt ; bis zu 1 5 A » Rückstrom« können i hm in diesem Fall ohne Bedenken kurzzeitig zugemutet werden. Der Hersteller weist jedoch darauf hin, daß z. B. ein 1 0-LF-Kondensator in­ folge seines kleinen internen Serienwiderstandes durchaus Spit­ zenentladeströme von 20 A realisieren kann, und empiehlt da­ her die bereits i m Abschnitt 2. angesprochenen Schutzdioden.

Selbstverständlich ist in beiden Schaltungen über dem Regler wieder eine Schutzdiode vorzusehen, Wenn verbraucherseiti. g mit Elektrolytkondensatoren gerechnet werden muß. Tabelle 3 informiert über die wichtigsten Daten der zum A uf­ stocken geeigneten pnp-Silizium-Leistungstransistoren der ' Reihe KD 615 bis KD 6 1 7 von TESLA.

Kenngröße (bei 25 °C Gehäuse­ temperatur)

•

( Blatt 3)

I . MA 7805 allein : V I min:::6,6 V, /2max::: I A bei Rückgang von U2 von 5,0 V auf 4,9 V ; 2 . MA 7805 mit KD 615, R2 = 0,5 0: Ulmtn::: 8 , I V , 1 2max = 2,5 A bei Rückgang von U2 von 5,0 V auf 4,9 V, /Kaes::: 5,6 A bei /Ko 615 ::: 4,4 A mit und 6,6 A bzw. 5,3 A ohne K FY 1 8 ( U lK::: 7,9 V); 3. MA 7805 mit KD 615, R2 0,39 0 : Ulmtn::: 8,2 V, /2max ::: 3 A bei Rückgang von U2 von 5,0 V auf 4,9 V, /K••• ::: 7 A bei /Ko 615 ::: 5,5 A mit und 7,9 A bzw. 6,6 A ohne KFY 1 8 (UlK::: 7 , 8 V ) . l m Kurzschlußfall wurde der KFY 18 mit lc ::: 240 mA bei UcE ::: 2 V belastet.

Tabelle 3

2-3

Stromversorgung

Literatur [ I ] . . . : .W ir lernten kennen : Erfahrungen mit Festspannungs­ reglern, radio - fernsehen - elektronik 30 ( 1 98 1 ) Heft 1 2, . Seite 759 bis 761 [2) . . . : Monolithische i ntegrierte Festspannungsregler Serie M A 78, TESLA Roznov, 1 977 [3) Jungnicke/, H.: M oderne Stromversorgungstechnik 6 und 7, radio - fernsehen - elektronik 29 ( 1 980) Heft 6 und Heft 7 [4) Kramer, M. : Stromversorgung mit integriertem Schaltkreis. Schaltungssammlung für den Amateur, 2. Lieferung, Blatt 2-2. M i litärverlag der D D R (VEB) - Berlin , 1 979 [5] . . . : Herstellerunterlagen zum L M 3 1 7 6 [ ) . . . : Integrierte Schaltkreise (linear, digital), TESLA Roznov, 1 978- 1 979

A A A

w

V

30

30

10

10

1

I

MHz

I ,5

1 ,5

K/W

Hinweis zu 2.3. /0 ist exemplarabhängig, und auch größere Schwankungen der Eingangsspannung verändern 10 und damit v:. In solchen Fällen ersetzt man R2 besser durch eine Z-Diode.

Bild I 0 Beispiel eines zwischen I ,2 und 25 V (zweckmäßig m i t stufenweise schaltbarer Eingangsspannung) einstellbaren Labornetzgeräts m i t dem internationalen Typ LM 3 J7

SY351

1

3 SY360/1

_iiii

2,2p

\

r 240 l

G � 8

Bauformen des LM 317

�

+

12 , · .. 25V bis ,5A

1

u2

2

3

13Z

. .

Tabelle Bandlängen je Spulendurchmesser

Die praktische Tabelle

Banddicke in -m und Länge des SpulenSpulenbezeichnung durchmesser Bandes in m

Tabelle Kennzeichnung l'On Magnetbändern a - ältere Bezeichnungen 1 . Buchstabe Trägermaterial Eisensorte 2. Buchstabe I . Zahl Banddicke (J.m) 3. Buchstabe Ausführung 2. Zahl Bandbreite (mm) Beginnt die Kennzeichnung mit 3 Buchstaben, dann bezeichnet der zweite die aktive Schicht. Banddicke und Bandbreite werden mit abgerundetem Wert angegeben. b - neue Bezeichnungen C Azetylzellulose P Polyester R Eisenoxid Typ R ( kubischer Magnetit) Eisenoxid Typ S (Stäbchenmagnetit) S U unperforiert I . Zifer I - Bänder für Schallaufzeichnung 7 - Zubehörbänder ohne magnetisierbare Schicht 2. Zifer 0 - Standardband I Langspielband 3 - Dreifachspielband 2 - Doppelspielband ·

-

Typ

Trägermaterial

Anw�ndungsgebiet

Alte Bezeichnung

1 00 1

C

CPR 50 U6

I 03 I I 01

P C

1 1 21

C

1 13 1 14

P P

1 20

P

121

P

1 30

P

Standardband für hohe Bandgeschwindigkeiten entspricht Typ 1 00 Langspielband für ältere Heimbandgeräte Langspielband für moderne Zweispur-Bandgeräte entspricht Typ 1 1 2 entspricht Typ 1 1 3, jedoch LH Doppelspielband, Vierspurband, universell anwendbar entspricht Typ 1 20, jedoch LN Dreifachspielband, Vierspurband, sehr dünn, für Batterie- und für Vierspurgeräte mit sehr guten Laufwerken entspricht 1 30, jedoch LN

131

P

CPR 35 U6 CPS 35 U 6

PS 25 U 6

PS 1 8 U 6

65 90 1 35 1 80 270 360 540 730

Laufgeschwindigkeit

5,5 7,5 II 15 22 30 45 60

35

25

18

1 78 1 47 1 27 1 00 75

350 240 1 90

520 350 250 1 30 65

730 540 360 1 80 90

730 540 270 1 35

Tabelle Kennzeichnung der Vorspannbänder Typ

Trägermaterial

Anwendungsgebiet

Alte Bezeichnung

71 1 712 713 714 715 72 1 722

c c c c c p p

Kennband Kennband Kennband Kennband Kennband Kennband Kennband

C 50 U Gn 6 C 50 U R6 c 50 u w6 C 50 U Ge6 C SO U V 6

grün rot weiß gelb violett grün rot

Tabelle Kennzeichnung von Abtastsystemen Die beiden ersten Buchstaben kennzeichnen das Wandlerprinzip KS CS MS

N D KS 23 SO

es 24 so

M S 16 SO

•

Krista l lstereosystem Keramikstereosystem magnetisches Stereosystem

Die folgenden zwei Zifern sindßie Zuordnung in der Typreihe. Der 3. Buchstabe gibt den Anwendungsbereich an, der 4. Buch­ stabe gibt die Bestückung mit einer Diamant-A btastnadel an. s

•

geeignet zum A btasten von Stereoschallplatten ·geeignet für Schallplatten mit Normalrille bestück t mit Diamantnadel Kristallsystem, zum Abtasten von Stereoschall­ platten, Diamant-Abtastnadel Keramiksystem, zum Abtasten von Stereoschall­ platten, Diamant-Abtastnadel magne�isches System, zum Abtasten von Stereo­ schallplatten, Diamant-Abtastnadel

•

Bei älteren Abtastsystemen bedeuten die Buchstaben zum Abtasten von M i k roril len-Schallplatten umschaltbar für Normal- und M ik roril le Kristallsystem, zum Abtasten von Mikroril len­ KSM 0 16 1 Schallplatten KSM U 0263 Kristallsystem, umschaltbar zum Abtasten von Normal- und M i k rorillen-Schallplatten M

•

Tabelle Abkürzungen zur Magnetspeichertechnik

Tabelle Magnetbandlaufzeiten in min

1 9 cm/s

50

u

1 Produktion eingestellt

Länge in m

18 15 13 10 8

in mm

9,5 cm/s

4,75 cm/s

2,4 cm/s

II 15 22 30 45 60 90 1 20

22 30 45 60 90 1 20 1 80 240

45 60 90 1 20 1 80 240 360 480

Ak AWk Lk Wk Fe203 Cr02 FeCr LN LH

- Aufzeichnungskopf - A ufzeichnungs-Wiedergabekopf - Löschkopf - Wiedergabekopf - Eisenoxid - M b - Chromdioxid - M b - Doppelschicht - M b (Eisen - Chrom) - Low Noise (rauscharm) - Low Noise-High Output (rauscharm - hoch aussteuerbar)

Tabelle Magnetbandkassetten Kassettentyp

Gesamtdicke i n .m

Schichtdicke i n t.m

Spielzeit i n min

Bandlänge in m

c 60 c 90 c 1 20

18 12 9

5,5 4,5 3,5

2 2 2

86 1 28 1 72

30 45 X 60 X

X

•

Blatt

SC H A LT U N G S SAMM L U N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 2

-

2-4

Stromversorgung

Spannungstransverter ür kleine Ausgangsleistungen

t.

•

ln vielen Fällen sind aus Batterien kleine Geräte zu betreiben, deren Baugruppen oft unterschiedliche Spannungen be�ötigen. Im folgenden sollen deshalb einige dimensionierte B e ispiele Anregung zum Einsatz von Transverlern geben, die in den mei­ sten Fällen die Betriebskosten der Geräte herabsetzen können . I n allen Beispielen kommen Sperrwandler zum Einsatz, da von den unterschiedlichen Schaltungsmöglichkeiten beim Entwurf eines Transverters der geregelte Sperrwandler die größten Vor­ teile bietet : -

•

•

•

•

Einleitung

großer Eingangsspannungsbereich ; volle A usnutzung der Batteriekapazität ; geringe Lastabhängigkeit ; Änderung der A usgangsspannung in weiten G renzen möglich.

Beim Sperrwandler >>lädt{< ein Transistor in seiner Stromluß­ phase eine I nduktivität mit magnetischer Energie. Während der Sperrphase ließt diese Energie dann in den Verbraucher. Dieses Verhalten wird im allgemeinen durch entsprechende Polung der Ausgangsgleichrichter erreicht. Der Transverter verhält sich damit an seinem Ausgang wie eine Stromquelle, deren Alls­ gangsstrom durch die umgeladene Energiemenge bestimmt wird. Die durch den Transistor zugeführte Energie läßt sich leicht und verlustarm in weiten G renzen steuern. I h r Maximalwert wird im allgemeinen begrenzt durch den maximalen Spitzenstrom des Schaltertransistors und durch die minimale Batteriespannung, bei der das angeschlossene Gerät noch arbeiten soll . Der Trans­ verter darf deshalb ausgangsseitig nur so weit belastet werden, daß bei der niedrigsten Batteriespannung die angegebene Ein­ gangsleistung nicht überschritten wird: Die Oszillograische Mes­ sung des Kollektorspitzenstroms ist in G renzfällen zu empfeh­ len. Die Auswahl des Ü bertragers erfolgt im allgemeinen nicht nach energieoptimalen Gesichtspunkten, sondern mehr nach der kon­ struktiven Ausführung, z. B. Anzahl der Anschlußkontakte, bzw. nach der BeschafbarkeiL

2.

Transverter für symmetrische Ausgangsspannungen

Vielfach werden symmetrische Speisespannungen benötigt, z. B. zur Versorgung von Operationsverstärkerschaltungen. Für den mobilen Einsatz steht dabei oft die Frage der Batteriekosten im Vordergrund. 9-V-Batterien schneiden bei einem Vergleich weit­ aus am schlechtesten ab. A u ßerdem stellt die direkte Versorgung aus Batterien erhöhte Anforderungen an die angeschlossene Schaltung, die bei einer Nennspannung von 9 V im Bereich von 6 bis 10 V funktionsfähig sein muß.

Bild I zeigt einen Transverter, mit dem die geforderten Speise­ spannungen aus Batterien mit unterschiedlicher Sp1nnung, z. B. auch aus einer Monozelle, erzeugt werden können. ln der Strom­ lußphase von V I wird im Übertrager Ü l magnetische Energie gespeichert, die während der Sperrzeit des Transistors über die Gleichrichterschaltungen VD I , C2 und VD2, C3 in elektrische Energie übergeht. Die Leitfähigkeit von V2 bestimmt dabei den Basisstrom von V I und so die während der Stromlußphase ge­ speicherte Energiemenge. Um den Vorgang zu starten, ließt beim Anschalten der Batterie ein Strom über R2 und öfnet V2 und V I . Dabei begrenzt Rl den Basisstrom von V I , während C l die Reihenschaltung von V 2 und R l für die Schaltlanken über­ brückt. Sobald die Spannung an C3 die Z-Spannung von VD3 erreicht hat, wird über deren Strom der Basisstrom von V2 so weit zurück­ geregelt, daß die Spannung an C3 nicht mehr weiter ansteigen Un E Vz kann. Dabei stellt sich an C3 eine Spannung von V I ein, die gegen Last- und Batteriespannungsänderungen weit­ gehend stabil ist. Sie hat einen TK von etwa 5,5 mV / K , der sich durch eine in Flußrichtung betriebene Si-Diode in Reihe zu VD 3 verringern läßt (VD3 ist .dann eine SZX 21/6,8). Bild 2 zeigt, we man diese Diode durch einen Transistor ersetzt und damit eine echte U nterspannungsanzeige realisiert, die die Grenze des Sta­ bilisierungsbereichs anzeigt. Sie wertet den Z-Strom über die Spannung an R3 aus. Unterschreitet diese den UnE-Wert von V3, so wird V4 leitend, und die Unterspannungsanzeige mit VD4 leuchtet. =

Bild 2

-

Unterspannungsanzeige zu Bild I

An C2 entsteht eine negative Spannung gleicher G röße wie an w2), solange beide Spannungen gleich C3 (vorausgesetzt w l belastet sind . Erhöht sich z. B. nur die Belastung an V I , so ändert sich V I wegen der Regeleigenschaften der Schaltung kaum, während die Spannung an w l infolge der jetzt höheren Flußspannung an V D 2 ansteigt. Damit erhöht sich zwangsläuig der Spannungswert von U 2. Für Schaltungen mit veränderlicher Belastung ist die negative Spannung deshalb als Referenzspan­ nung ungeeignet. Die maximale Belastung am A usgang sollte so gewählt werden, daß die Eingangsleistung Pe 0,2 W nicht überschritten wird, gemessen bei Un = I V. Eine andere Variante, bei der der M inus­ pol der Batterie mit 0 V verbunden ist, indet der Leser z. B. in [2] . =

=

(7V) �-�- - u2

ov

---�o+ Ut

(7VJ

Bild I

---� - ue 11- · 6 V) 0 I : wl

Transverter für symmetrische A usgangsspannungen = w2 : 32 Wdg., 0,35-mm-Cu L w3 : 22 Wdg., 0,22-mm-CuL Schalenkern 18 x I I ; Mf /63 ; A L 400 =

3.

Transverter für 3 Ausgangsspannungen

Der Transverter nach Bild 3 ist für höhere Leistungen ausgelegt ; entsprechend höher ist seine M indestspannung am Eingang. Er stellt neben der symmetrischen Spannung von ±6,2 V z. B. zum Betrieb des Rechnerschaltkreises V 821 D noch eine Spannung von 5 V für TTL-Schaltkreise zur Verfügung. Die sekundäre Gesamtbelastung soll dabei nur so groß sein, daß die Eingangs­ leistung von P< = I W für den SF /26 bzw. 4 W für den KU 6 1 1 jeweils bei - Un 5 V nicht überschritten wird. Nach Anlegen der Batteriespannung ließt über Ü l und R3 ein =

.--> Ui

R7

w1 w2

Vt

QA73..

��--� OV

Transverter für 3 Ausgangsspannungen mit Unterspan­ nungsanzeige Ü l : w l : 1 5,5 Wdg., 0,35-mm-CuL w2: 1 3 Wdg., 0,35-mm-CuL w3 : 2,5 Wdg., 0,35-mm-CuL Schalenkern 14 x 8 ; M.f 183 ; A 1 250 Abgleich von R3 unter Nennlast bei - U8 5 V auf eine . usgangsspannung, die 0, I V unter dem Wert bei - U8 I O V l iegt =

=

Strom in die Basis von V3 und sättigt diesen. Der jetzt ließende Kollektorstrom erhöht den Basisstrom durch die Transforma­ tion über Ü l und führt dieser Induktivität magnetische Energie zu, wobei der Kollektorstrom schnell ansteigt (Stromlußphase). Reicht der Basis'strom zur Sättigung des Transistors am Ende nicht mehr aus, so ist kein weiterer Anstieg des Kollektorstroms möglich. Der durch die Transformation erhöhte ßasisstrom geht zurück ; die Schaltung k i ppt in die Sperrphase des Transistors, wobei die Spannung an der I nduktivität durch das zusammen­ brechende M agnetfeld sprunghaft ansteigt. Die Dioden VD2 bis VD4 öfnen dabei, und die gespeicherte magnetische Energie in 0 I wird als elektrische Energie in den Kondensatoren C4 bis . C6 gespeichert. Während dieser Zeit ist V3 über R3 gesperr t. Reicht die Sperrspannung am Ende nicht mehr aus, steigt der Ba&isstrom wieder, und der Vorgang beginnt von neuem. Die Kondensatoren C2, C3 verbessern dabei das Schaltverhalten. Ist die Spannung an C6 groß genug, so leitet VD I und damit V I . Dessen Basisspannung läßt sich mit R4 einstellen und ge­ stattet eine Änderung des Einsatzpunkts und damit der Aus­ gangsspannungen. Sobald VI leitet, reduziert dessen Kollektor­ strom über V2 den B asisstrom von V3 und somit die im Trans­ verter umgesetzte Leistung . .Die positive 6-V-Spannung stellt sich auf einen Wert ein, der abhängig ist von U8E(V2), der Stel­ lung von R4 und der Z-Spannung von VD I . Der Transverter enthält eine Auswerteschaltung für Batterieunterspannung m i t dem Transistor V 4 . Er wird leitend, wenn d i e Batteriespannung unter einen mit R5 einstell baren Wert sinkt.

Transverter zur Speisung von Zifernanzeigeröhren

4.

Obwohl immer mehr Festkörper-Anzeigebauelemente zur Ver­ fügung stehen, werden Zifernanzeigeröhren noch dort eingesetzt, wo es auf die Ziferngröße und die günstigere Zeichengestaltung ankommt. Wird dabei nur eine einzige Röhre angesteuert, ge.­ stattet ein äußerst sparsamer Spannungswandler z. B. den Be­ trieb aus der 5-V-TTL-Spannung. Durch entsprechende Dimen­ sionierung ( Übersetzungsverhältnis für die Flußphase, wirksamer I nnenwiderstand in der Sperrphase) lassen sich dabei sowohl die Diode für die Anodenspannungsseite als auch der Anoden­ widerstand einsparen . Das ergibt einen guten Wirkungsgrad der Einheit, da die Leistung eingespart wird, die sonst in dem zur Strombegrenzung erforderlichen Vorwiderstand verlorengehL Bild 4 zeigt das dimensionierte Beispiel mit folgenden Daten : U8 4,75 bis 5,25 V, /0 30 bis 60 mA (je nach eingestellter Helligkeit), Uc� unter 60 V in der Sperrphase, negativer Anteil =

=

w3

[2 47pi10 V

SF 128D

Bild 4

Bild 3

---o�s v

Sperrwandler für eine Zifernanzeigeröhre Ü l : w l : 25 Wdg., 0, 1 5 . . . 0,2-mm-CuL w 2 : 55 Wdg., 0, 1 5 . . . 0,2-mm-CuL w3 : 1 30 Wdg., 0, 1 5 . . . 0,2-mm-CuL Schalenkern 1 8 x I I ; M.f 1 63 ; A 1 250

•

der Ausgangsspannung unter 50 V (Fiußphase des Sperrwand­ lers), also weit unter der gefährlichen R ückzündspannung, Fre­ quenz etwa 70 kHz. Bild 5 zeigt die Ausgangsspannung. Danach wird die Zündspan. nung für die Röhre nur in der Sperrphase durch das im Kern des Ü bertragers zusammenbrechende M agnetfeld erreicht ; in der Flußphase bleibt 'die Spannung genügend klein. Die Belastung des A usgangs mit einer Zifenanzeigeröhre ist unbedingt er­ forderlich ; nur so bleibt die Sperrspannung am Transistor durch die begrenzende Wirkung der angeschlossenen Röhre innerhalb der obengenannten Werte.

A_ , H

Sperrphase des Transistors

Bild 5

Ausgangsspannung bei Belastung mit einer ZiTernan­ zeigeröhre

•

Der Transverter hat folgende Vorteile : - gleichmäßige G l i mmbedeckung der Katoden durch hohe Pulsamplituden bei kleinem Strommittelwert ; -" geringe Gefährdung bei versehentlicher Berührung, da aus­ gangsseitig kein Kondensator benötigt wird ; - einstellbare Helligkeit durch einfaches Verändern des Basis­ vorwiderstands. Bei entsprechend kleinerem Wirkungsgrad kann ein einzelner Transverter auch mehrere Röhren betreiben ; nur sind dann für sicheren Betrieb wieder A nodenwiderstände erforderlich.

Literatur

[ I ) Bläsing, K.-H. : Transverter für symmetrische Speisespan­ nungen, radio - fernsehen - elektronik 28 ( 1 979) Heft I I , Seite 739 [2) Schlenzig, K./$tammler, W. : Elektronik basteln im Wohn­ bereich, M i l itärverlag der D D R (VEB) - Berlin, 1 98 1 , Seite 94 bis 97 [3) Schlenzig, K./ Bläsing, K.-H. : Schaltbeispiele mit dem Rech­ nerschallkreis U 820 D/U 821 D, M i litärverlag der D D R (VEB) - Berlin, 1 980, Reihe electronica 1 79, Seite 3 0 b i s 33 [4) Bläsing, K.-H. : TTL-Spannungstransverter für Zifernan­ zeigeröhren, radio - fernsehen - elektroni k 26 ( 1 977) Heft 1 3 Seite 447

•

SCHALT U N G S SAM M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 3

-

Verstärker

·

Niederfrequenzverstärker für 60 W Ausgangsleistung

( Blatt 1 )

1.

Blatt

3-1

Einleitung

Die A usgangsleistung P. transformatorloser Leistungsverstärker hängt vom Quadratwert der Betriebsspannung Ub ab : pa

•

RL

•

-

uz

_ _ b .

8RL

'

Lautsprecherwiderstand.

Zur Bestimmung der maximalen Leistung müssen bei der Be­ triebsspannung die Werte der Restspannungen der Endstufen­ transistoren bei voller Aussteuerung sowie die Spannungsab­ fälle über ihre Reihenwiderstände berücksichtigt werden. Das bedeutet aber, daß für Verstärker hoher Leistung Bau­ elemente, vor allem Leistungstransistoren, ausgesucht werden, die auch hohe Spannungen verarbeiten können. Ein Leistungs­ verstärker für 60 W benötigt z. B. eine Betriebsspannung in der Größenordnung von 50 V. Werden nichtstabilisierte Netzteile verwendet, ist ohne Aussteuerung die Spannung noch höhe r ; denn die Ladekondensatoren erreichen dann den Spitzenwert der speisenden Wechselspannung, in diesem Fall bis zu 70 V. Vor dem Bau eines solchen Verstärkers sollten deshalb zunächst Überlegungen über den wirklichen Leistungsbedarf und danach eine sorgfältige Materialbeschafung stehen.

2.

•

=

Prinzipschaltung des Verstärkers

Die Schaltung des Verstärkers wurde von [ I ] übernommen. Sie hat gegenüber Standardschaltungen für diesen Leistungsbereich einige Vorteile. Die Wirkungsweise läßt sich am vereinfachten Stromlaufplan ( Bild I ) erkennen . Der Verstärker besteht aus zwei Blöcken : Die Transistoren T l , T4 und T5 verstärken die Spannung des Eingangssignals, wäh­ rend T7 bis T I O die Stromverstärkung übernehmen, um die geforderte Leistung am Lautsprecher zu l iefern. Der Lautsprecher wird galvanisch angeschaltet. Das erfordert eine symmetrische A ufteilung der Speisespannung in einen posi­ tiven und einen negativen Tei l . Die die Nul lpunktstabilität stark beeinlussende Eingangsstufe des Verstärkers wird als Diferenz­ verstärker ausgebildet.

•

Bild I

Prinzipschaltung des Verstärkcrs

Vom Kollektor T l gelangt das verstärkte Signal auf die zweite Verstärkerstufe mit T4 und wird über eine l m pedanzwandler­ stufe T5 den Treiber- und Endstufentransistoren zugeführt. Durch den Aufbau mit einem Diferenzverstärker im Eingang läßt 'sich die gesamte Eingangsschaltung als Operationsverstärker betrachten. Das Eingangssignal wird an die Basis von Tl (den nichtinvertierenden Eingang) geführt, während der die Verstär­ kung bestimmende Gegenkopplungswiderstand am invertieren­ den Eingang (Basis von T2) liegt. Da die Verstärkung der beiden Transistoren T l und T4 hohe Werte erreicht, wird die Gesamt­ verstärkung nur durch das Widerstandsverhältnis RGt/ R5 e­ stimmt. Die resultierende Verstärkung liegt mit den angegebenen G rößen bei 1 3, d. h., für Vollaussteuerung muß der Vorver­ stärker eine Spannung von I ,5 V liefern. Dabei muß man be­ achten, daß der Eingangswiderstand des Verstärkers durch die Wahl von R2 relativ gering ist. Der Vorverstärker muß also eine bestimmte Leistung aufbringen. Gut geeignet ist der schon in der 2. Lieferung der Schaltungssammlung [2) vorgestellte, von [3) übernommene Aufbau.

C/2 I20n

Bild 2 Stromlaufplan des Verstärkers

�

8 -35V Cl/ I o,j53 ,

Zwischen den Spannungs- und Stromverstärkergruppen befindet sich der - im Vergleich mit üblichen Schaltungen - zusätzliche Impedanzwandler T5. Er bewirkt, daß der davorliegende Transi­ stor T4 geringer belastet wird und daß damit die Treiber- und Endstufentransistoren nicht gepaart sein müssen. Trotzdem soll­ ten ihre Unterschiede in den Stromverstärkungswerten nicht zu hoch sein. Ferner bewirkt T5 eine Vergrößerung der Leistungsbandbreite des Verstärkers : Infolge der geringeren Belastung für T4 kann auch der die Stabilität bei hohen Frequenzen und ebenfalls die Verstärkung bei diesen Werten bestimmende Gegenkopplungs­ kondensator c.k klein gewählt werden, ohne daß die Phasen­ drehungen im oberen Frequenzbereich zu J nstabilitäten führen.

3.

Schaltungsbeschreibung

Bild 2 zeigt den gesamten Stromlauf des Verstärkers. I m Ein­ gang beindet sich eine RC- Kombination, die störende Hoch­ frequenzspannungen von der Basis von TI ableitet. Den Eingangs­ widerstand bestimmt R2 mit 560 0. Der Emitterwiderstand der Diferenzschaltung im Eingang wurde durch eine Konstantstrom­ quelle T3 ersetzt, deren Basispotential mit der Z-Diode D l kon­ stant gehalten wird. Damit bleiben die Verzerrungen dieser Stufe klein . Die G leichheit der Ströme durch T l und T 2 läßt sich an R 6 ein­ stellen ; gleichzeitig wird damit die Nullspannung am Laut­ sprechemusgang des Verstärkers eingepegelt. Diese beiden Transistoren müssen gepaart sein, d. h. gleiche Stromverstär­ kungswerte haben, um eine gute Temperaturstabilität des ge­ samten Verstärkers zu garantieren. Neben C8 wurde zur Stabili­ tätsverbesserung noch die frequenzabhängige Gegenkopplung über C6, R 1 7 eingefügt. Um Übernahmeverzerrungen zu verhindern, werden die Basis­ anschlüsse der Treiber- und damit der Endstufentransistoren vorgespannt. I m allgemeinen geschieht das über eine Dioden­ kette oder einen speziellen Transistor, die auch die Temperatur­ kompensation der Endstufe ermöglichen. Statt dieser Bauele­ mente wurde der Widerstand R22 eingesetzt, der von einem konstanten Strom durchlossen wird. Das bewirkt wieder eine Stromquelle (mit T6). Die Basisspannung dieses Transistors wird ebenfalls von der Z-Diode D I gesteuert. Die Temperatur­ kompensation geschieht über den Heißleiter R33.

4.

Aufbauhinweise

Bild 3 zeigt einen Vorschlag für die Leiterplattengestaltung und für die Bestückung des Verstärkers. A l le Transistoren sollten Kühlsterne tragen ; die Transistoren der Eingangsstufe Tl und T2 werden vorteilhaft thermisch gekoppelt. Die Leistungstransistoren mit den zugehörigen Bauelementen werden - wie es Bild 4 zeigt - zusammen auf einem Kühlkörper angeordnet, der auch den temperaturabhängigen Widerstand R33 trägt. Die Emitter-Basis-Widersiände l assen sich direkt an die Transistoren anlöten ; die übrigen Bauelemente brauchen Lötstützen . Die Widerstände R28 und R29 müssen, falls sie aus Widerstandsdraht selbst gefertigt werden, biilar gewic�elt sein ; damit erniedrigt sich i h re fnduktivität. Bei der fnbetriebnahme sollten diese Widerstände zunächst durch solche mit etwa I Ofach höherem Widerstandswert ersetzt werden. Damit wird die Ge­ fah r der Überlastung und Zerstörung der Endstufentransistoren verringert. Zunächst ist dte G leichspannung am Ausgang zu messen und an R6 auf 0 V zu stellen. Nach · dem Einsetzen der Widerstände R28 und R29 mit den Originalwerten ist mit R 1 4 der R uhestrom der Endstufe auf 1 00 mA festzulegen. Dieser Wert entspricht einem Spannungs­ abfall von 0, 1 2 V an den Enden beider 0,6-0-Widerstände. Nach längerer Betriebszeit müssen die Einstellwerte überprüft und korrigert werden. Die Stromversorgung läßt sich einfach ausführen : Eine Graetz­ Brücke richtet die aus einer mittenangezapften Sekundärwicklung des Netztransformators gewonnene Betriebsspannung gleich. Im Plus- und im M i n uszweig werden je ein Elektrolytkonden­ sator von 5 000 fLF (4 700 � F) eingesetzt. Benötigt wird ein Trans­ formator mit der Kerngröße M /02b, falls zwei Verstärker für eine Stereoanlage aufgebaut werden sollen. Die Wickeldaten sind : primär 540 Wdg., 0,65-mm-Cu L ; sekundär 2 x 64 Wdg., I ,5-mm-CuL. Bei den hohen Betri e bsströmen ist die Masse­ leitung deiniert zu verlegen, wie es Bild 5 zeigt. Die Ladekon­ densatoren sind über eine dicke Kupferleitung zu verbinden, die selbst Ausgangspunkt für die Nulleitungen der einzelnen Ver­ braucher ist. D.ie Diagramme in Bild 6 und Bild 7 geben H i nweise zur Be­ stimmung der benötigten Kühllächen für die Endstufentransi­ storen. Eine Näherungsformel für die Verlustleistung in jedem Transistor ist pIOI .-

uB2

•

•

-

2 4: . RL

•

•

Bild 3

a-

Leiterbild,

�

Blatt

SC H A LTU N G S SAM M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 3

-

3-2

Verstärker

Niederfrequenzverstärker für 60 W Ausgangsleistung

( Blatt 2)

Bild 3 b - Bestückungsplan des Verstärkers

.

•

•

I m Transistorkristall wird die Verlustleistung P101 in Wärme umgesetzt. Diese muß über das Transistorgehäuse und den Kühlkörper an die umgebende Luft abgeführt werden. Nach den Gesetzen der Wärmeleitung entsteht l ängs des Wärmewider­ stands R, h infolge des Wärmestroms P,.,, ein Temperaturgefälle

.T = (Ti - Tu) = R,h L Ptot :

•

Tu

-

Lufttemperatur, Ti - Temperatur der Sperrschicht.

= R thG + R thl + R thK ;·

R, h G - Wärmewiderstand des Transistors zwischen Sperrschicht und Gehäuse, R,h, - Wärmewiderstand der l solierscheibe, R, hK ­

Wärmewiderstand zwischen Kühlkörper und umgebender Luft. Der Wärmewiderstand des Transistors R, h G wird in den Daten­ blättern angegeben. Bei isolierter M ontage kann R,h 1 der G lim­ merscheibe mit etwa I ,4 K/W angenommen werden. Bei gege-

•

Bild 4 Anordnung der Endstufentransistoren und weiterer Bau­ elemente auf dem· Kühlkörper

R33

A

=

I 500 R,;� 4

für ruhende umgebende Luft

und

Der Wärmewiderstand setzt SICh zusammen aus der Summe der Einzelwiderstände R, hL

bener Verlustleistung und zulässiger Temperaturdiferenz läßt sich der Wärmewiderstand des Kühlsystems nach Bild 6 ermitteln. M i t den Näherungsformeln

-

A

= 400 R ,;�/4 für strömende Umgebungsluft ( I ,5 rn/s)

kann die benötigte Kühlläche A in cn2 gefunden werden. Das Diagramm in Bild 7 erlaubt die einfache Auswertung. Für den beschriebenen Verstärker ist ein K ühlproil mit einem Wärme­ widerstand R,hK :; 5 K/W nötig. Bild 7 gibt - im gestrichelten Feld - einen Vorschlag für eine Kurzschlußsicherung des Leistungsverstärkers an und zeigt gleichzeitig die Anschl ußbedingungen. Die Schaltung wurde von einem integrierten Leistungsverstärker übernommen. Bei Ü ber­ lastung am Ausgang steigt die Spannung an den Widerständen R28 und R29. Damit werden die Transistoren der Sicherung leitend und schließen über ihre Kollektor-Emitter-Strecke zu­ nehmend die Eingänge der Treiberstufen kurz. Sie vermindern somit ihre mögliche Aussteuerung . Bild 5

Führung der Masseleitung

---:

� R�� ��R��' b

I

--<+ u6 2.Kanal �---< + Ub 1.Kanal

--:OV

-
1. Kanal

--:0 V andere Baugruppen --
--<- Ub T. Kanal --<- Ub 2. Kanal

(m WJ I

w • 10 2 5 4 3

ptot

v /V//L V v

_- R M_

rh

(100) 10 1

V

L V /

/

/

2

/ / V V /

/

/ / vv V /

IKühlblech im L uftstrom ,5 mjs A = 400 · RThk"2

5 4 3 2

0.2 03 0,4 0,5

,0

/

/

/ /

\0

/ V

//

•

3 4 5

2

. T·(TF T; ) in K

\ \

\

2

/ / L

3 4 5

2

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5 4 3

i

'

/ V /

V \I \\

10 3

IO I ,1

))\

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3 4 5

A inc2

2

/

/ V /

/

V

/ V

'// // V� V �;��i ") ?Y "y

2 / / / V (10) / 5 4 3

/ / / V / V

/ /

/

Bild 6 Bestimmung des Wärmewiderstands Rt h L in Abhängig­ keit von der Verlust­ leistung P,0, und der Temperaturdiferenz lT. Der minimale Lastwiderstand sollte 4 n nicht unter­ schreiten

\

\

�Kühlblech in ruhender Luft A R Th k

\

·\

•

1500

\

\

3 4 5

•

-�13

\

.

Bild 7 D iagramm zur Er­ mittlung der ' K ühl­ läche A in Abhän­ gigkeit vom Wärme­ widerstand R th K

"

2

\

•

\

Rrh k in KW 3 4 5

-

B i ld 8

K u rzschlußsicherung (bei Bedarf)

Literatur [I J Ratzki, W./ Keck, J. : Leistungsverstärker 2 x 60 W für den Selbstbau, Funk-Technik 26 ( 1 97 1 ) Heft 5 [2] Knapschinsky, L. : Vor- und Steuerverstärker für Stereo­ wiedergabe, Schaltungssammlung- für den Amateur, 2. Liefe­ rung, Blatt 3-3 und 3-4, M i litärverlag der D D R (VEB) Berlin, 1 979 [3] Ratzki, .: Vor- und Steuerverstärker für den Selbstbau, Funk-Technik 26 ( 1 97 1 ) Heft 3 [4) Wärmeableitung bei Transistoren. Siemens Technische M it­ teilungen 1 -6300-07 1 [5] Funk-Techn i k 30 ( 1 975) H eft 1 2

•

-·

TIO

•

-

SCHALTU N G S SA M M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 3

Blatt

3-3

Verstärker

Wechselsprechanlage mit A 2 1 1 D

1.

•

Einfache Wechselsprechanlagen bestehen im allgemeinen aus. einer H auptstelle und einer beliebigen Anzahl von Nebenstellen. Verbindungen zwischen Nebenstellen sind Jann entweder gar nicht oder nur durch entsprechende Schaltfunktionen der Haupt­ stelle möglich. Die Ursache dafür besteht darin, daß aus Grün­ den des A ufwands nur mit einem Verstärker, der i n der Haupt­ stelle untergebracht ist, gearbeitet wird. Dieser ist dann immer in der entsprechenden Übertragungsrichtung zu betreiben. Im folgenden wird eine Schaltungsvariante beschrieben, bei der von jeder beliebigen Sprechstelle aus jede andere erreicht und somit auf eine Zentralstelle verzichtet werden kann. Dazu ist es notwendig, daß jede einzelne Sprechstelle die Position einer Hauptstelle einnehmen kann. Alle Sprechstellen müssen also vom elektrischen A ufbau her identisch sein und über Verstärker, Umschalter zum Hören bzw. Sprechen, Elemente der Schallauf­ nahme bzw. -wiedergabe sowie eine Steuerelektronik zum Her­ stellen der Verbindung zu anderen Sprechstellen verfügen . Die Wechselsprechanlage ist so ausgelegt, daß zusätzlich noch ein zweites N F-Signal, das z. B. einem Rundfunkgerät entnom­ men wird, übertragen werden kann.

0 1 . . . 05 : A Y 30

Umschalter in Ruhestellung ,,Hören ") 2.

•

Einleitung

Schaltung und Funktion

Bild I zeigt den Ü bersichtsschaltplan der Wechselsprechanlage für 4 Sprechstellen. Prinzipiell kann die Anlage auf eine unbe­ grenzte Anzahl von Sprechstellen erweitert werden. Nachteil i g i s t jedoch, d a ß mehradrige Zuleitungen gebraucht werden. A n einer Sprechstelle enden 2 Adern Betriebsspannung, j e eine Ader für jede angeschlossene Gegensprechstelie und eine weitere Ader zur Übertragung eines zusätzlichen N F-Signals. Zur Weiter­ leitung des zusätzlichen Signals ist es zweckmäßig, dieses erst über einen Verstärker nach Bild 3 der Anlage anzupassen. Die Stromversorgung der gesamten Anlage ist zentral angeord­ net und kann z. B. durch einen Akkumulator, den ein kleines Netzteil nachlädt, gesichert werden. Die Betriebsspannung liegt ständig an jeder Sprechstelle an. Sie sollte etwa 1 2 bis 1 4 V be­ tragen. Bild 2 zeigt die Schaltung für eine Sprechstelle. Der Verstärker (Bild 3) entspricht der Standardschaltung [ I ] und kann mit einem Bastei-JS R 2 1 1 D sehr kostengünstig aufgebaut werden. Der ständige Lastwiderstand sollte etwa 1 5 0 betragen und mit 0,25 W belastbar sein. Zur Herstellung einer Wechselsprechverbindung werden die Ge­ gensprechstelle sowie die eigene Sprechstelle mit dem entspre­ chenden Schalter Sa, Sb oder Sc eingeschaltet. Dabei ließt über die zugehörige Entkoppeldiode (03 bis D5) der Basisstrom des Schalttransistors, der die Stromversorgung des Verstärkers ge­ währleistet. Da der Lautsprecher über die Sprechtaste in Ruhe­ stellung an den Ausgang des Verstärkers angeschlossen ist, wirkt dieser als Endverstärker, so daß ein von der Gegensprechstelle kommendes Signal gehört werden kann. Drückt man die Sprech­ taste, so liegt der Lautsprecher am Verstärkereingang und arbei-

Bild I Übersichtsschaltplan. einer Wechsel­ sprechanlage für 4 Sprechstellen

-

Bild 2

Stromlaufplan einer Sprechstelle

Bild 3

N F-Verstärker zu Bild 2

tet als M i k rofon. Das vorverstärkte Signal wird am Lastwider­ stand des Verstärkers abgegrifen und über die Entkoppeldiode der Gegensprechstelle zugeführt. . Da niederohmig übertragen wird, eignet sich für die Verbindungsleitungen unabgeschirmtes Kabel. Die Lautstärke läßt sich jeweils an der hörenden Sprechstelle mit P I einstellen. Damit sie nie zU 0 wird (die Anlage wäre dann wirkungslos), ist zwischen PI und Masse ein Widerstand von etwa I kO vorgesehen, der das Lautstärkeminimum bestimmt.

Ir

r

A B C

Verstärker

1 T

Stro. ersorgung

l

I

I

I

I

I

l

ll

A B C

A B C

prechstelle

Sprechste/le

Spechstelle

I I l

Sprechste/le

I I l

I I I

I I I

1

2

3

A B C 4

Wie schon erwähnt, esteht die Möglichkeit der Üertragung eines zusätzlichen N F-Sigm i ls. Dazu werden alle N F-Anschlüsse der einzelnen Sprechstellen zu einer gemeinsamen Leitung, die an einen Verstärker mit niederohmigem Ausgang angeschlossen wird, zusammengeschaltet. Ist bei anliegendem NF-Signal S I geschlossen, s o ließt über den Schalttransistor der Betriebsstrom für den Endverstärker der Sprechstelle. Das N F-Signal gelangt über P2, die leitende Diode D2 sowie über PI zum Verstärker­ eingang. M i t P2 kann jede beliebige Lautstärke zwischen 0 und einem Maximum eingestellt werden. Zweckmäßig sollten P I und P 2 als Tandempotentiometer ausgelegt sein . Erhält i n die­ sem Betriebszustand die Sprechstelle von einer Gegensprechstelle einen Anruf, so wird die Katode von D2 positiv. Die dadurch gesperrte Diode D2 schaltet dann das zusätzliche Signal ab und sichert auf diese Weise die Vorrangigkeil des Wechselsprech­ verkehrs. Bild 4 3.

Betriebseigenschaften

Im Ruhezustand sind die Verstärker abgeschaltet. Dadurch ist der Energiebedarf der A nlage sehr gering. Außerdem sind durch das A bschalten »Belästigungen«, wie Verstärkerrauschen, Knak­ ken und andere Störgeräusche, die über die Zuleitungen auf­ genommen werden, ausgeschlossen. Zur Erhöhung der Betriebszuverlässigkeit trägt die awf ein Mi­ nimum reduzierte Anzahl von Schaltkontakten bei, woduch gleichzeitig die Schaltgeräusche vermindert werden. Da jede Sprechstelle eine Sprechtaste enthält, ist das Abhören von Sprechstellen ausgeschlossen. Das M ithören von Signalen zweier korrespondierender Sprechstellen durch eine dritte ist jedoch möglich, wenn diese die Verbindung zu einer der beiden anderen Sprechstellen herstellt. Daraus leitet sich die Möglichkeit von Rundgesprächen ab. Eine Sprechstelle kann also von mehre­ ren Teilnehmern gehört werden und umgekehrt. Bei R und­ gesprächen ergibt sich allerdings ein leichter Lautstärkeabfall, der auf das 'd ann veränderte Leitverhalten der Entkoppeldioden zurückzuführen i �t.

4.

Praktischer Auf bau

Bild 4 zeigt das Leiterbild einer Leiterplatte für eine Sprech­ stelle. Es können bis zu 6 weitere Sprechstellen angeschlossen werden. Bild 5 gibt Auskunft über Bestückung und Außenbeschaltung der Leiterplatte. Aus Platzgründen müssen für die Elektrolyt­ kondensatoren I OO LF/ I O V und I O LF/ 1 6 V stehende Ausfüh-

Leiterbild einer Sprechstelle nach · Bild 2 und Bild 3, je­ doch für den Anschluß bis zu 6 Stellen

rungen verwendet werd�n. Auße rdem sind einige Widerstände (Baugröße 3 x I I ) zu stellen. Die Zuleitungen werden zweckmäßig über Zeibina-Steckleisten an die Sprechstelle angeschlossen. Benutzt man für alle Sprech­ stellen eine einheitliche Anschlußbelegung, so lassen sich die Sprechstellen zur Erprobung oder im Störungsfall leicht von den Zuleitungen trennen und gegebenenfalls austauschen. F ü r die Schalter Sa, Sb, usw. können z. 8. Kippschalter oder Simeto-Schalter verwendet werden. Als Sprechtaste ist ein Um­ schalter mit geeigneter Kontaktanordnung und selbsttätigem Rückgang in die Ruhelage vorzusehen (nichtrastende Taste). Der Eingang des Verstärkers ist hochohmig. Es empiehlt sich daher, die Verbindung zwischen ihm und dem Schleifer von P I bzw. der Sprechtaste mit abgeschirmtem Kabel vorzunehmen. Als Lautsprecher wurde bei der Erprobung der Anlage der Typ L P 553-8 (8 ./2 VA) verwendet. Beim Einbau der Sprechstelle in ein Gehäuse ist darauf zu achten, daß der Lautsprecher auch nach hinten frei, also nicht in ein kompaktes Gehäuse, eingebaut wird. Je größer die Gehäusedämpfung, desto schlechter die aku­ stischen Eigenschaften bei Verwendung als M ikrofon.

•

•

•

Literatur [I ) Schubert, K. H. : Integrierte Schaltkreise aus der DDR-Pro­ dukti o n, Elektronisches Jahrbuch ( 1 977), Seite 94 bis 97, M i l itärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1 976

•

LI

•

0

=

Löt 's@

A

F

Bild 5 Bestückung der Leiterplatte und äußere ßeschaltung

Blatt

SCH A LT U N GSSAM M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 3

-

3-4

Verstärker

Anwendungsbeispiele mit den Operationsverstärkern MAA 741 und MAA 748 ( Blatt I ) 1.

•

•

•

f bleibt unverzerrt, solange für den Spitze-Spitze-Wert Signalamplitude die nachstehende Beziehung gil t :

Einleitung

Die Operationsverstärker MAA 741 und MAA 748 werden von dem : SSR-Vnternehmen TESLA produziert und sind auf G rund ihrer Kenndaten als universell einsetzbare Operationsverstärker charakterisiert. Beide Verstärker (Bild I zeigt die Anschluß­ belegungen der Schaltkreise) sind mit den internationalen Ope­ rationsverstärkern, deren Typbezeichnung die Zahlenkombi­ nation 741 bzw. 748 enthält, anschluß- und funktionskompa­ tibeL Tabelle I und Tabel le 2 nennen die G renz- und die Kenn­ daten der Bausteine MAA 74/ und MAA 748. Seide Typen unterscheiden sich im wesentlichen dadurch, daß der MAA 74 1 mit einem integrierten Kondensator so frequenzkompensiert wurde, daß sich der in Bild 2 aufgezeichnete Frequenzgang der Leerlaufspannungsverstärkung ergibt. Da die Verstärkung mit einer Steilheit von 20 dß/Frequenzdekade absinkt, arbeitet der Operationsverstärker MAA 74/ auch dann noch stabil und ohne Schwingneigung, wenn die Anwenderschaltung eine vollständige Gegenkopplung, also eine Spannungsverstärkung d er gegen­ gekoppelten Schaltung von < I bzw. < - I , verlangt. Die interne Frequenzkompensation hat aber den Nachteil , daß die Anstiegsgeschwindigkeit des A usgangssignals maximal den Wert S ' 0,5 V/i.S erreichen kann. Dieser Wert - er ist doppelt so groß wie bei dem mit vergleichbarer Frequenzkompensation be­ triebenen Baustein A /09 - schränkt die Ausgangsaussteuerungs­ fähigkeit des MAA 74 1 schon im N F-Gebiet erheblich ein. Bild 3 zeigt den Zusammenhang zwischen der maximal mög­ lichen unverzerrten Ausgangsamplitude einer sinusförmigen Spannung und ihrer Frequenz. · Die Einschränkung der Aussteuerungsfähigkeit ist der G rund für die Fertigung der Variante MAA 748, lie mit einem externen Kondensator frequenzkompensiert werden muß. Den dazu er­ forderlichen Wert für die Kompensationskapazität ersieht man aus der Darstellung in Bild 4, das in Abhängigkeit von der Ver; stärkung v' des gegengekoppelten Verstärkers den notwendigen Wert für den Kompensationskondensator Ck und die damit er­ reichbare Anstiegsgeschwindigkeit des Ausgangssignals nennt. Der externe Kondensator ist zwischen die Anschlüsse I und 8 zu schalten. Ein sinusförmiges Ausgangssignal mit der Frequenz =

Tabele I

=

Grenzwerte der. Operation.wersrärker MAA 741 und MAA 748

•

MAA 74 1 M A A 748

MAA 74 1 C M A A 748C

Betriebsspannung Ucc DiferentialU 10 Eingangsspannung Eingangs­ VI spannung 1 Spannung zwischen Anschlüssen (nur M A A 74 1 , M A A 74 1.Cl Nr. I und 4 Nr. 5 !nd 4 Gesamtverlust­ leistung 2 Betriebstemperatur Lagerungs­ {J,,. temperatur

± 3 . . . ± 22 ± 30

±3 . .. ± 18 -30

V V

±15

± 15

V

± 0,5 ± 0, 5 500

± 0,5 ± 0,5 500

V V mW

- 65 . . . + 1 55

s Ua - ·

der

(I)

nf

I m Gegensatz zum Operationsverstärker A /09 verfügen die Bausteine MAA 74 1 und MAA 748 üer eine A bgleichmöglich­ keit der unvermeidbaren Ofsetspannung. Bild 5 zeigt einige Varianten für den Anschluß der externen Abgleichpotenti � meter.

MAA

�

Offset kompen - o1 sation -E

2

+E

Bild I

74 1

3

1

NC

70 + Us

6

-

A

+

4

0 - Us

o offset -

5

.

kompn -

MAA

7, 8

� Frequenz-

k7pensation.

Offse t "l kompen- o 8 1 sat ion 2 -

-E

+E 3

sation

4 o

-s +

7

o

6

+Us

A

5o offset-

kompen ­

sation

Anschlußbelegungen der Operationsverstärker MAA 741 und MAA 748

Vu [db] � 100 80 60 40 20

G renzwerte

- 55 . . . + 1 25

Ia

0 . . . + 70 - 65 . . . + 1 55 '·c

1 Für Speisespannungen unter ± 1 5 V kann die maximale Em­ gangsspannung gleich Betriebsspannung sein. 2 Ausgangskurzschluß (gegen Erde oder gegen Betriebsspannung) ist nicht zeitlich begrenzt, bei MAA 74 1 , M AA 748 für }< ;; 1 25 °C, bei M AA 74 1 C, M A A 748C fü r D< ;; 70 oc.

Bild 2

Frequenzgang .der Leerlaufspannungsverstärkung des Operationsverstärkers MAA 741

0 20 10

0 --100 10 0,1

f kHz]

Bild 3

Ausgangsaussteuerungsfähigkeit des Operationsverstär­ kers MAA 741 in Abhängigkeit von der Frequenz

c{F}

S [V/JS} 50

20 10 5 2

10

0

30

40

60

50

·

Bild 4

70

V/ [d/

Abhängigkeit der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit S und der Kompensationskapazität CK von der Verstär­ kung des gegengekoppelten Operationsverstärkers

Nachteilig ist, daß beim MAA 748 in dieser Schaltung sehr hoch­ ohmige Potentiometer bzw. Widerstände erforderlich sind. Die Kurzbeschreibung der Operationsverstärker MAA 741 und MAA 748 soll mit einigen H inweisen auf die G leichspannungs­ daten enden, die oft Ursache dafür sind, daß Schaltbeispiele, die mit Operationsverstärkern der Typen MAA 741 und MAA 748 realisiert wurden, nicht die Verwendung der Typen A / 09 oder B 109 zulassen. Als erstes ist der Bereich der Speisespannung zu nennen. Der Operationsverstärker A 109 darf minimal mit Speisespannungen von ± Vs ' 9 V betrieben werden. Dagegen sind bei den Bauelementen MAA 741 und MAA 748 noch Speisespannungen bis herunter zu ± V, = 3 V erlaubt. Ebenso liegen die zulässigen G leichtakt- und Diferenzeingangsspannun­ gen erheblich höher als bei den Typen A 109 und B 109. Betreibt man den MAA 741 oder MAA 748 mit Speisespannungen, die gleich oder kleiner als ± V, = 1 5 V sind, so dürfen die Eingänge der Operationsverstärker auf jedem beliebigen Spannungswert liegen, solange dieser kleiner als ± V, ist. Schließlich begrenzt eine interne Schaltung die Ausgangsströme. MAA 741 und MAA 748 vertragen deshal b auch einen dauernden Kurzschluß des A usgangs nach M asse oder nach einer der beiden Speise­ spannungen.

•

Tahelle 2 Kennwerte der Operation.n•erstärker MAA 74 1 und MAA 748 Kenndaten

Ce = 0 Ce = 30 pF

Gültig bei Uee = ± 1 5 V (wenn nicht anders angegeben) Ei ngangsspannungs-U nsymmetrie R, � 1 0 k!2 MAA 74 1 MAA 748 Eingangsstrom- Unsymmetrie Eingangsruhestrom Eingangswiderstand Leerlauf-Spannungsverstärkung Rz � 2 k!2, V0 = ± 1 0 V MAA 74 1 Rz � 2 k!l, V0 = ± 1 0 V MAA 748 Betriebsstrom Leist ungsaufnahme Ausgangs-Spitzenspannung Vee = 22 V, Rz � 2 kf2 Vcc = 1 8 V, Rz � 2 k!l Kenndaten für I nformation : Ausgangs-Kurzschl ußstrom Ausgangswiderstand f = I kHz Eingangskapazität Bereich für SpannungssymmetrieAusgleich M A A 74 1 M A A 748 Anstiegszeit V, = 20 mV, Rz = 2 k!l Cz � 1 00 pF, Au = I MAA 74 1 Ce = 3, 5 pF, A u = 1 MAA 748 Ü berschwingen V, = 20 mV, Au = I , Rz = 2 k! Cz = 1 00 pF M A A 748 Flankensteilheit Au = 1, Rz � 2 Hl M A A 74 1 Au = I , Ce = 30 pF MAA 748 Au = 1 0, Ce = 3,5 pF M A A 748 M ittlerer Temperaturkoefizient der EingangsspannungsUnsymmetrie' M AA 74 1 M A A 748 M ittlerer Temperaturkoefizient der EingangsstromUnsymmetrie 1 M A A 74 1 MAA 748 1

G ültig i n Betriebstemperaturbereich.

V,o VIO /10 Im

RISE

Au Au Iee p

Uapp max UoPP max

M A A 74 1 M A A 748

MAA 74 1 C M A A 748C

o. = + 25 oc

o. = + 25 oc

1 ,5 1 ,5 10 80 3

<5 <5 < 200 < 500 > 0,3

2 2 10 80 3

<6 <6 < 200 < 500 > 0,3

mV mV nA nA MO

1 50000 1 30000 I ,3 40

> 50000 > 50COO < 2, 8 < 85

1 3 0 000 1 2000 1 ,3 40

> 20000 > 20000 < 2, 8 < 85

mA mW

± 16

> ± 13

V V

> ± 17

± 20

± 25

mA

los

± 25

Ro c,

60 2,8

0

2,8

n

± 13 ± 20

± 13 ± 20

mV mV

0,35 0,2

0,35 0,2

t.S t.S

2

2

0,5 0,5 6,0

0,5 0,5 6,0

V/.S V/t.s V/.S

10 5

5

10-

t.V/ K .V/K

1 60 80

1 60 80

pA/K pA/K

t, t,

s s s

VIO VIO

/10

/10

.

pF

0/

/o

•

•

•

B latt

SCHALTU N G S SA M M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 3

-

3-5

Verstärker

Anwendungsbeispiele mit den Operationsverstärkern MAA 741 und MAA 748 ( Bl att 2) + Us

• -us -us Bild 5

•

-us

Aus den nahezu unerschöpflichen Anwendungsmöglichkeiten der Operationsverstärker MAA 741 und MAA 748 sollen nun einige Anwendungsmöglichkeiten kurz vorgestellt werden. Die Be­ schreibung der einzelnen Schaltbeispiele wurde dabei bewußt kurz gehalten, um eine möglichst große Anzahl von Applika­ tionen i m vorgegebenen Rahmen angeben zu können.

2.

---o+ Us =15V A

Aktiver Klangsteller

Bild 6 zeigt den Stromlaufplan eines aktiven Klangstellers, i n dem trotz Einsatzes von Potentiometern m i t l inearer Kennlinie eine weitgehend ideale Einstellcharakteristik erreicht wird. Der Spannungsfrequenzgang ist linear, wenn sich die beiden Potentio­ meter in ihrer M ittelstellung beinden. Die Verstärkung der I . Die angegebene Dimensionie­ Schaltung beträgt dann v� rung erlaubte bei den Eckfrequenzen (u = 30 Hz und /0 30 k Hz) eine Anhebung oder Absenkung des fegels um ± 22 dB. Damit auch bei der maximalen Anhebung der hohen Frequenzen Signale dieser Art noch verzerrungsfrei übertragen werden, sollte die Eingangsspannung nicht größer als u rc = 0, 1 V sein . Außerdem ist eine niederohmige Quelle erforderlich (klein gegen 10 kl). =

=

Bild 6

Klangsteller mit

E

0

•

•

1 bei l inearem Frequenzgang

15k

l

Cl

Us .--' -o 15V -

R umpelfilter

Tiefpaßilter (Rauschtlter)

E :-i

--> +Us 15 V

Bild 8

Rauschilter

--o- +Us

9V

A

NF-Verstärker (nichtinvertierend)

Bild 9 zeigt den Stromlaufplan eines nichtinvertierenden NF­ Verstärkers mit einer Spannungsverstärkung von 1•:, = 1 0. Der Verstärker arbeitet mit nur einer positiven Speisespannung und weist auf G rund des mitgeführten Verbindungspunk\s der Widerstände R l bis R3 einen sehr hohen E ingangswiderstand auf.

A

Us ---' > - 15V

Das in Bild 8 aufgezeichnete Tiefpaßilter läßt sich z. B. als Rauschfilter einsetzen. M i t den eingetragenen Bauelemente­ werten l iegt die obere G renzfrequenz bei a = 7 kHz. Die Span­ nungsverstärkung beträgt im Ü bertragungsbereich v� = 1 . Ober­ halb von a sinkt die Verstärkung mit einer Steilheit von 40 dB/ Frequenzdekade ab.

5.

=

Hochpaßfilter (Rumpelfilter)

Das i n Bild 7 dargestellte Hochpaßfilter kann z. B. als Rumpelilter genutzt werden. Die G renzfrequenz dieses Filters lag bei a = 40 Hz. Im Übertragungsbereich hat das Hochpaßfilter eine Spannungsverstärkung von v� = 1 . Unterhalb der Grenzfre­ quenz sinkt die Verstärkung mit einer Steilheit von 40 dB/Fre­ quenzdekade ab.

4

�

220n

Bild 7

3.

v

R2

• •

•

-us

Schaltungsmöglichkeiten für die Ofsetspannungskom­ pensation der Operationsverstärker MAA 741 und MAA 748

Bild 9

Nichtinvertierender NF-Verstärker

�··

6.

NF-Verstärker (invertierend)

+ Ue· 17V

Einen invertierenden Spannungsverstärker stellt der Strom i auf­ plan in Bild 1 0 dar. Die Spannungsverstärkung beträgt v� 1 0. Den Eingangswiderstand legt die Größe des Widerstands R3 fest. =

12 V

Bild 1 2 Bild 1 0

Invertierender N F-Verstärker

Sehr vorteilhaft können die Operationsverstärker MAA 741 und MAA 748 il) elektronischen Spannungsstabilisatoren eingesetzt werden. Der Stromlaufplan in Bild I I ist ein Beispiel dafür. Diese Stabilisierungsschaltung liefert einen maximalen Laststrom von h 250 mA . Die stabilisierte A usgangsspannung kann mit dem 0 V bis u. 20 V verändert wer­ Potentiometer P I von v. den. Für v. gilt die Gleichung : =

•

•

Spannungsstabilisierung

7.

V

Stabilisierungsschaltung für positive und negative Aus­ gangsspannung

-

Vzo2P I R5 + R6

=

=

­ . -.

In GI. (2) steht

(2)

Vz0 2 für die Z-Spannung der als Referenzspan­

nungsgenerator verwendeten Z-Diode D2, die von Tl mit einem von der negativen Eingangsspannung - v. weitgehend unab­ hängigen Konstantstrom versorgt wird. Der Transistor T2 be­ wirkt eine Begrenzung des Kollektorstroms des Transistors T3, wenn der Ausgang des Stabilisators kurzgeschlossen wird. ln diesem Fall steigt die Spannung über den Widerstand R4 so lange an, bis sie gleich der Basis-Emitter-Spannung des Transi­ stors T2 ist. Dieser leitet und übernimmt den Steuerstrom, der normalerweise zur Basis des Längstransistors T3 ließt.

Bild I 3

Stabilisierungsschaltung für positive und negative Ausgangsspannung

T l , der zusammen mit dem Operationsverstärker JS2 als inver­ tierender Spannungsverstärker betrieben wird. Die G röße der stabi i isierten negativen A usgangsspannung - V. 2 erhält man mit der nachstehenden Gleichung:

- u. 2 =

u. 1 R2

t _ R __

.

.

(3)

Bild 1 3 zeigt eine weitere Möglichkeit für eine bipolare Speise­ spannungsquelle. Der Spannungsregler I S t liefert hier eine stabi­ l isierte Spannung, deren G röße gleich der Summe der Beträge der beiden Einzelspannungen ist. Die komplementären Transi­ storen T l und T2 bilden zusammen mit dem Operationsverstär­ ker IS2 einen Spannungsfolger, der als elektronischer Spannungs­ teiler wirkt. Der Ausgang des Spannungsfolgcrs ist da i m der Massepunkt der an den Stabilisierungsteil anzuschließenden Schaltung. Die beiden A usgangsspannungen entsprechen den Spannungsabfällen über den Widerständen Rl und R2 .

9.

Festspannungsregler mit veränderbarer Ausgangsspannung

•

•

•

Manchmal möchte man einen vorhandenen integrierten Fest­ spannungsregler i n einer Stabilisierungsschaltung nutzen, deren stabilisierte A usgangsspannung vom vorgegebenen Wert des Spannungsreglers abweicht. Ist die geforderte Ausgangsspan­ nung des Stabilisierungsteils größer als die des Spannlngs­ reglers, dann kann für diese Aufgabe der in Bild 1 4 gezeigte . Stromlaufplan verwendet werden. Der Operationsverstärker

• Bild I I

8.

Elektronische Staoilisierungsschaltung

Bipolare Spannungsquellen

Für die Stromversorgung von Schaltungen mit Operationsver­ stärkern werden oft bipolare Speisespannungsq uellen benötigt, die 2 stabilisierte Spannungen mit gegensätzlicher Polarität liefern können. Eine mögliche Lösung stellt der Stromlaufplan in Bild 1 2 dar. Der Festspannungsregler MA 78 1 2 bewirkt die Stabilisierung der positiven Speisespannung. Die unstabilisierte negative Eingangsspannung liegt am Kollektor des Transistors

Bild 14

Stabilisierungsschaltung mit Festspannungsregler

SCHALTU N G S SAM M LU N G · Dritte L ieferung · 1 982

Kapitel 3

-

Blatt

3-6

Verstärker

Anwendungsbeispiele mit den Operationsverstärkern: MAA 741 und MAA 748 Blatt 3

•

wird direkt von der Speisespannung des Spannungsreglers ver­ sorgt. Auf Grund der Ausgangsstufe des Operationsverstärkers MA A 741 erreicht die A usgangsspannung von I S2 keine geringe­ ren positiven Werte als et�a I ,5 bis 2 V. Deshalb ist die niedrig­ ste mit dieser Schaltung mögliche A usgangsspannung um etwa 2 V größer als der Spannungswert des Festspannungsreglers. Für v. gilt die Gleichung

V, = U1 s 1

(I � ) +

(4)

.

U1s 1 s�eht für die Nennspannung des benutzten Festspannungs­ reglers. Zu beachten ist, daß die Eingangsspannungen nicht größer als die für ! S I und I S2 zulässigen G renzwerte sein dürfen .

1 0.

•

Der in Bild 1 5 vorgestellte Sinusgenerator erzeugt eine Sinus­ spannung, deren Amplitude sich mit dem Widerstand R4 zwi­ schen u. = 0,5 V und u. = 5 V verändern läßt. Mit den einge­ zeichneten Bauelementen betrug die am M uster gemessene Fre­ quenz }� = I kHz. Für R3 = R6 = R und C l = C2 = C folgt die Arbeitsfrequenz der Beziehung

j�

•

•

•

Sinusgenerator für eine Festfrequenz

=

I 2nRC

(5)

.

Der Generator enthält als frequenzbestimmendes Element eine Wien-Robinson-Brücke. Damit der Generator sicher anschwingt, muß die Verstärkung der gegengekoppelten Schaltung etwas größer als v � = 3 sein. Diese Forderung erfüllt man durch das entsprechende Einstellen des Potentiometers R5, das so lange ver­ ändert wird, bis der Generator sicher anschwingt. Das Potentio­ meter R4 ist dabei auf seinen größtmöglichen Wert einzustellen . Anschließend vermindert man den wirksamen Wert von R4 so weit, daß sich die gewünschte sinusförmige Ausgangsamplitude einstellt. Die nichtlinearen Kennlinien der beiden Dioden D l und D2 bewirken bei zunehmender A usgangsamplitude eine Bild 1 5 Sinusgenerator für eine Festfrequenz

Bild 1 6 D u rchstimmbarer Sinusgenerator

Verringerung der Verstärkung v', so daß sich eine amplituden­ stabile A usgangsspannung ergibt. Ein sorgfältiger A bgleich der beiden Einstellpotentiometer ermöglicht Klirrfaktren kleiner als I %.

II.

Für einen frequenzmäßig durchstimmbaren Generator ist der in Bild 1 5 vorgestellte Sinusgenerator weniger geeignet, weil an die Regelschaltung zur Nachführung der Verstärkung v ' große An­ forderungen zu stellen sind, wenn das dann für R3 und R6 er­ forderliche Tandempotentiometer nicht weitgehend ideale Gleichlaufeigenschaften aufweist. Als brauchbar hat sich für durchstimmbare Oszillatoren die in _Bild 1 6 angegebene Schal­ tung erwiesen. Die beiden Operationsverstärker T S I und IS2 stellen eine Sonderform des Diferenzverstärkers dar und wirken als A l lpaßphasenschieber. Die Spannungsverstärkung der beiden Phasenschieber beträgt bei der gezeigten Dimensionierung v � = I . Für die Frequenz des Generators gilt die Gleichung

a

=

-

2n

I

j C l C2(R3 + R4) (R7 + RB)

(6)

.

Bei dieser Frequenz haben die beiden Phasenschieber eine Pha­ sendrehung von jeweils 90°. Die Phasendrehung des dritten Ope­ rationsverstärkers beträgt 1 80°, so daß die Phasenbedingung für ein A nschwingen des Generators erfüllt (st. Zum sicheren An­ schwingen muß die Verstärkung von IS3 zunächst etwas größer als v � = I sein. Die Werte für R9 und R I O sichern diese Vor­ schrift. Nach dem Anschwingen steigt die Ausgangsamplitude von IS3 so lange an, bis die beiden in Reihe liegenden Z-Dioden zu leiten beginnen. Sie bilden zusammen mit den Widerständen R l l und R 1 2 einen Nebenschluß zu Rl 0, so daß die Verstärkung v � von IS3 etwas absink!. Der Spitzenwert der Ausgangsampli­ tude ist gleich der Summe aus der Z-Spannung plus der Fluß­ spannung der beiden iden i ischen Z-Dioden.

1 2.

R/ lOk

Durchstimmbarer Sinusgenerator

Impulsgenerator

M i t Operationsverstärkern können leicht einfache lmpulsgene, ratoren verwirklicht werden, die sich durch eine gute Frequenz­ stabilität auszeichnen. Bild 1 7 zeigt ein typisches Beispiel. Dieser Generator liefert eine weitgehend symmetrische Rechteckspan­ nung, deren Frequenz nur sehr gering von der Speisespannung und von der Umgebungstemperatur abhängig ist. Der Opera­ tionsverstärker bildet mit den Bauelementen R3, R4, R5, D und D2 einen Schmitt-Trigger, dessen Ein- bzw. A usschaltspan­ nung durch die Dioden D l und D2 stabilisiert wird. Rl und R2 sowie C l erweitern den Schmilt-Trigger zu einem I mpulsgenera­ tor. Solange die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers

I

Bild 1 7

Impulsgenerator

Fmin = /,4kHz fmax ; /5kHz -oA 0/ 2x SZX 2/5,1 02

/S : Jx MAA 741

-U5 = 15V

-U5 = 10 V

positiv ist, lädt der über R l und R2 ließende Strom den Kon· densator C l auf eine positive Spannung auf. M i t dem Erreichen der positiven Einschaltspannung kippt der Trigger in seine zweite Lage um. Cl wird d a nn entladen und so lange in negativer Richtung aufgeladen, bis der Trigger in die ursprüngliche Lage zurückschaltet. Für die Frequenz des G enerators gilt mit guter Genauigkeit die folgende Gleichun g :

. = 2 C I ( R I + R2) ln (I + 2R3/ R5) . I

1 3.

(7)

Dreieck- und Rechteckgenerator

Bild 1 8 zeigt den Stromlaufplan eines Generators, der gleich­ zeitig eine Dreieck- und eine Rechteckspannung lieferr kann. In dieser Schaltung arbeitet I S I als Stromtrigger; IS2 wirkt als Integrator. Bei positiver Spannung am Ausgang AI des Triggers ließt durch P I und R5 ein vom Wert dieser Widerstände und von der Spannung an AI abhängiger konstanter Strom i n den Summationspunkt des Integrators IS2. Durch Cl muß deshalb ein gleich großer Strom wie durch PI bzw. R5, aber mit ent­ gegengesetztem Vorzeichen, ließen. Dieser konstante Strom bewirkt ein zeitlineares Absinken der Spannung am Ausgang A2 des I ntegrators. ln dem Moment, in dem die Spannung an A2 die negative Ausschaltspannung des Triggers erreicht, schaltet dieser an seinem Ausgang auf negative Spannung um. Sofort wechselt die Stromrichtung durch die Bauelemente P I und R5 bzw. C l . und die Spannung. am I ntegratorausgang bewegt sich nun zeitlinear so lange in positiver Richtung, bis sie gleich der positiven Einschaltspannung des Triggers ist. Das Ergebnis dieser Vorgänge sind eine symmetrische Dreieckspannung am Ausgang A2 und eine ebenfalls symmetrische Rechteckspannung am Aus­ gang A I . Für die Frequenz dieser beiden Spannungen gilt die G leichung

> ( P I + R5l 4CI R l R3

1 4.

0, 1 V und darf sich zwischen den beiden Endwerten + U51 + U5, = 1 0 V bewegen. Bei der dargestellten Dimensionierung l iefert der Generator symmetrische Dreieck- und Rechteckspan­ nungen. Zur Funktionsbeschreibung soll zunächst angenommen werden, daß der als Schalter benutzte Transistor T l gesperrt ist. Die Ausgangsspannung des Schmift-Triggers I S2 ist dann nega­ tiv. in diesem Schaltzustand liegt am nichtinvertierenden Ein­ gang des I ntegrators iSI ein Bruchteil der positiven Eingangs­ spannung. in den Summatiol}spunkt des I ntegrators fließt ein positiver Eingangsstrom, der ein Absinken der Ausgangsspan­ nung des I n tegrators in negativer Richtung bewirkt. Erreicht die Ausgangsspannung des Integrators die im negativen Spannungs­ bereich l iegende Ausschaltspannung des Triggers, so kippt dieser, und der Transistor Tl wird leitend. Die Dimensionierung der Widerstände R I bis R5 bedingt daraufhin das Wechseln der Ri�h­ tung des in den Summationspunkt des Integrators l ießenden Stromes. Die A usgangsspannung von IS I wird deshalb in nun po­ sitiver R ichtung zeitlinear so lange ansteigen, bis die im positiven Spannungsbereich l iegende Einschaltspannung des Schmiii­ Triggers erreicht ist. Für die Frequenz . gilt die Gleichllg =

. = 4RI C l Uhys

(9)

R3 ,

( 1 0)

Us,

---

In dieser Beziehung steht Uhys für die Hysterese des Schmift­ Triggers. Bei der Dimensionierung des Widerstandsnetzwerks R l bis R5 sind die nachstehenden Vorschriften zu erfüllen : R2

=

2(R4 + R 5 + Rn .;nl

=

Rl .

(I I)

•

•

I n G I . ( I ) steht Rnetn für den Widerstand des eingeschalteten Transistors T l .

(8)

Spannungsgesteuerter Generator

Bei der Generatorschaltung nach Bild 1 8 wird die Frequenz mit einem Potentiometer eingestellt. Bild 19 zeigt einen Generator, bei dem die Frequenz einer Steuerspannung proportional ist. Die Steuerspannung sollte niederohmig zur Verfügung stehen und Bild 1 8

Generator für Dreieck- und Rechteckspannungen

•

• Us = 15V

�-1--�A /

Bild 1 9

Spannungsgesteuerter Generator für Dreieck- und Rechteckspannungen

•

SCHALTU N G S SA M M LUN G · Dritte Lieferung · Kapitel 4

-

Musikelektronik und Efektschaltungen

1982

Blatt

4-1

Baugruppen polyphoner elektronischer Tasteninstrumente mit integrierten Schaltkreisen (Blatt I ) 1.

•

•

•

Einleitung

Die ersten polyphonen vollelektronischen Tasteninstrumente wurden mit Elektronenröhren aufgebaut. Die Instrumente hatten trotz Anwendung von Sparschaltungen, wie Mehrfachausnut­ zung der Generatoren und anderer röhrenbestückter Baugruppen, große A bmessungen und eine erhebliche Masse. Instrumente mit reichhaltiger Ausstattung und zahlreichen K langefekten konnten a:ts Portable erst hergestellt werden, als dafür Transistoren und andere Halbleiterbauelemente zur Ver­ fügung standen. Durch die Weiterentwicklung der M i k roelek­ tronik ist es heute möglich, vor allem Baugruppen, die trotz ' Transistorbestückung noch materialintensiv ausfallen, m i t inte­ grierten Schaltkreisen kleiner und leichter aufzubauen. Nicht nur Volumen und M asse der Instrumente konnten weiter ver­ ringert werden, es wurde sogar Platz für den zusätzlichen Einbau von Efektklang-Baugruppen u. a. gewonnen. Außerdem ver­ besserten sich Stabilität und Zuverlässigkeit der musikelektro­ nichen Erzeugnisse. International und in der D D R sind vorwiegend die Tongenera­ torsätze mit integrierten Schaltkreisen bestückt. Vereinzelt indet man auch Tasteninstrumente, die in der Verharfung und Ton­ tastung sowie in Filter-, Verstärker- und K langefektschaltungen IS aufweisen.

2.

Schaltungsprinzipien IS-bestückter Tongeneratorsätze

2. 1 .

Teilintegrierte Generatorsätze

Bild I zeigt das Schaltungsprinzip eines solchen Tongenerator­ satzes. Nach diesem Schema sind z. B. die Generatorsätze der Tasteninstrumente ET 3 und ET 6-I aus dem VEB Klingen­ thaler Harmonikawerke aufgebaut. Bild 2 gibt als Schaltungsbeispiel den Stromlaufplan des Ton­ generators TG 8/4 des elektronischen Tasteninstruments ET 6- J wieder.

I

diskret aufgebaute Muttergeneratoren__A_r_ e_ qu_ _e_ nz __ te_ tler_ _i_t_IS � �m r 5 c c c � H L �: " _ � 2�_ c� c_ ' :_ � c_ . _ 1� _ _ :_ I:_ Il _ I 3 I � ,� I: c _ _ _

_

.

l : cis leis :1IS/ • :cis cis. Il cis3 lcts2 I I 1 I 1

J

H L HJ i_ h�__ __h_ s ��L_ l_ , h"�i_h_3� :_ h� 2 l_h_'� _

Bild J

Übersichtsschaltung eines Tongeneratorsatzes mit inte­ grierten Frequenzteilern

Bild 2

Stromlaufplan eines Generatorsatzes mit IS in den Fre­ quenzteilerstufen.

** Die Spitzenspannung kann Werte zwischen 1 0 und 1 7 V an­

nehmen. Innerhalb eines Instruments bewegt sich diese je­ doch i n einer der drei Gruppen, in denen sie um nicht mehr als 4 V schwankt. Bei A ustausch eines U 1 1 2 D ist dieser durch ein Exemplar der entsprechenden Gruppe zu ersetzen . Eventuell auftretende Treppenspannungen dürfen 1 5 �� der Rechteckspitzenspannung nicht überschreiten

Kennzeichnend für teilintegrierte Generatorsätze sind die 1 2 IS­ bestückten Frequenzteilerkaskaden, denen jeweils ein mit ein­ zelnen Transistoren aufgebauter M uttergenerator vorangestellt ist. -27V 12V

•

• Ton

es

C2

c (e ,gis) c cis d dis e

CB C/1 Cl, C., C7, C IO

22n

IBn

16n

16n

l.n

43n 23 050 00 519 8 v

schwarz

I I J f

fis g

l.n

12n

10,5n

39n 23 050 0 0 539 Bv

rot

gis

16n

a l.n

ais 12n

h

10,5n 27n 23 050 00 579 Bv

gelb

Us = 11 V

Uss=. V

T1, T3, T5, T7 : 8 101 . . . 8 150 T2, T., T6, T8 : S$ 200 8 >45

Spannungen gem?ssn 9?9Pn Masse m it Instrument 20 kQ /v Menb?reich : Spannung 50 V 2,5 V

U > /O V U ;;2,5 V

Der gesamte Generatorsatz TG 8/3 des ET6-l ist auf 3 Leiter­ l.l. Tongeneratorsätze mit integrierten Oktaverzeugern platten untergebracht. lur die M uttergeneratoren, von denen (Masterteilern) sich je 4 Stück auf einer Leiterplatte beinden, weisen Unterschiede i n der Bestückung auf (s. Tabelle im Bild). Die jedem Nach B i l d 4 werden· die 1 2 Töne der obersten Oktave von nur Muttergenerator (Steueroszillator) nachgeschaltete Trennstufe einem im M Hz-Bereich schwingenden M uttergenerator (Taktsowie der ihr folgende IS U 12 2 D (ein 7stuiger binärer Frequenzoszillator) aus mit speziellen IS (Oktaverzeuger, Masterteiler) teiler) sind bei allen 1 2 Kaskaden entsprechend den 1 2 Halbgewonnen. Die tiefer l iegenden Oktavtöne stammen aus Fretönen der temperierten Stimmung gleichartig geschaltet. quenzteilerkaskaden gemäß Abschnitt 2. 1 . Als M uttergenerator wirkt eine temperaturkompensierte indukMehrere Instrumente aus der D D R (z. B. E-Piano, ET 3-2 MR live Dreipunktschaltung. R2 und R3 bestimmen den Arbeitsu. a.) sind bereits :nit Generatorsätzen der erläuterten Art auspunkt. Ü ber Rl wird die Vibrato-Wechselspannung eingekopgerüstet. B i l d 5 zeigt den Stromlaufplan des Tongenerators pelt. Das Signal des M uttergenerators gelangt über C3 und Dl zur TG 8/ 1 2/2 ( VEB Klingenthaler Harmonikawerke) . . Trennstufe T2. Durch die negativen Amplituden des SteuerJnfolge des hohen Integrati'onsgrads konnte der Tongenerator' generators wird T2 periodisch gesperrt, so daß ani A usgang eine salz auf einer Leiterplatte einschließlich des diskret aufgebauten rechteckähnliche Tonfrequenzspannung als höchster Ton der Taktoszillators untergebracht werden. Der Tongeneratorsatz ' Generatorkaskade zur Verfügung steht. M i t dieser Tonfrequenzbesteht im wesentlicheR aus den Funktionsgruppen Taktoszillaspannung wird auch die erste Teilerstufe des nachgeschalteten tor, Oktaverzeuger und F requenzteilerkaskaden. Die BetriebsIS 1 ( U 1 12 D) getriggert. Dieser enthält 3 voneinander unabspannung (Leiterplattenanschluß) beträgt - 27 V. hängige Teilerstufen mit getrennten Ein- und A usgängen und D3 schützt die Schaltkreise gegen Falschpolung. Die für die 4 weitere Teilerstufen (41 , 4 2 , 5 1 , 52). die paarweise zu 2 TeilerFunktionsgruppen erforderlichen Spannungen werden aus der kombinationen (je I Eingang und 2 Ausgänge) für auf 2 : I und U8 von - 27 V abgeleitet. 4 : 1 geteilte Signale zusammengefaßt sind (s. Verdrahtung der Die Taktfrequenz des Taktoszillators liegt im H F-Bereich. Es IS entsprechend Bild 2). handelt sich um eine kapazitive Dreipunktschaltung. Die TaktDie Teilerstufen eines jeden IS sind zu einer Teilerkette geschalOszillatorfrequenz von 2,1 2608 M H z gelangt zum Oktaverzeuger tel. Jede Teilerstufe liefert ein Rechtecksignal mit der halben (IS MM 5556 N und MM 5555 N). Der Frequenzfeinabgleich Frequenz der vorgeschalteten Stufe. Somit erhält man von den wird mit C3, der G robabgleich mit LI vorgehommen. C2 8 A usgängen jeder Kaskade 8 zueinander im bk tavverhältnis 1 00 p F (N 470) kompensiert den Temperaturgang des Orszillastehende Tonfrequenzen. tors. In anderen Ländern hergestellte Standardinstrumente sind i n Die Wechselspannung vom Vibratogenerator zur Erzeugung der Regel ebenfalls mit integrierten Frequenzteilern ausgestattet. eines Frequenzvibratos wird über R l und C6 eingekoppelt. C4 Es kommen beispielsweise folgende TS zum Einsatz : verhindert ein Verschleppen der H F-Spannung des TaktoszillaA Y-1-5050 (7stuiger Frequenzteiler, General Instruments) ; tors in andere Baugruppen des Instruments und trägt gleichzeitig A Y-1-6722 (Sstuiger Frequenzteiler, General Instruments) ; zur Verringerung der Störstrahlung bei. Am Kollektor des T l MM 5554, MM 5823, M 5824 (6stuiger Frequenzteiler, Nawird eine verzerrte H F-Spannung mit ausreichender Flanken' tional Seminiconductor) ; steilheil zur A ussteuerung des Oktaverzeugers abgenommen. SAJ 1 10, SAJ 180, SAJ 2 1 0, SAJ 410 (7stuiger FrequenzDer IS MM 5555 N erzeugt die Halbtöne g� bis c6 und c 5 ; der teiler von Valvo, 1TT bzw. Thomson - CSF bzw. SGS - ATES IS MM 5556 liefert die Töne cis 5 bis is� (temperierte Stimbzw. Siemens). mung). · Die für ein Instrument erforderlichen 1 2 M uttergeneratoren müssen nicht unbedingt in diskreter Schaltungstechnik ausge­ führt werden. Nach Bild 3 läßt sich dafür z. B. der IS TCA 430-N IS/3 (JTT) verwenden. Er enthält 4 Einzelgeneratoren, so daß für ein Oktav­ Instrument nur 3 dieser Schaltkreise erforderlich sind. Am erzeuger Schaltungsprinzip nach Bild I hat sich damit grundsätzlich Takt ­ (Master­ oszillator nichts geändert, jedoch werden die Tonfrequenzen jetzt durch­ IS 1 . . . /S 12 teilr) gängig mit IS erzeugt, so daß man von einem vollintegrierten -ch) (Frequenzteiler) Tongeneratorsatz sprechen kann . Die 1 2 von den TCA 430-N gebildeten Generatoren sind wie diskret aufgebaute Generatoren einzeln stimmbar. Der TCA 430-N ist thermisch ausreichend stabil, so daß die Temperatur­ drift der M utteroszillatoren vor .a llem von den extern ange­ schlossenen frequenzbestimmenden Bauelementen abhängt. Es ist also eine Verstimmung der Töne untereinander grundsätzlich möglich. Das freie Schwingen dieser mit IS aufgebauten 1 2 M ut­ Bild 4 Tongeneratorsatz mit Taktgenerator, IS-Master- und tergeneratoren ist aber klanglich günstig (Ausbildung des Chor­ IS-Frequenzteilerstufen ( Ü bersichtsdarstellung) effekts). =

+ IO V

.x0,15f1

Bild 3 Tongeneratorsatz mit IS in den M uttergeneratoren und Frequenzteilerstufen (Sp)

I I

'

2 weiler!

TCA für die Töne dis5 bis gis5

t I

8

weitere SAJ

•

•

•

•

•

SC H A LT U N G S SA M M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 4

-

Blatt

4-2

Musikelektronik und Efektschaltungen

Baugruppen polyphoner elektronischer Tasteninstrumente mit inte rierten Schaltkreisen Bl att 2 Bild 5 Stromlaufplan des Tongeneratorsatzes nach Bild 4.

* Oszil logramm gilt für Teilerausgänge 2 bis 8 aller Töne

•

••

Vibrator

•

8 7

l,cl

•

•·

u 1 12 0

Nr. I 2 3 4 5 6 7 8 9 10 II 12 /3 14

6

4

5 cis

3 2

MM5S56 N

MM5SSS N

eS Masse Masse a s1 Trereinqang Trigereingang a S) Masse -ua 1 (-27 VJ Masse - 27V a3 - 27 V eJ - /S V - 15 V - /0,5V - J0,5 V e2 cis S a2 95 e/ d5 gis 5 dis S al aS aisS e5 Masse ai2 tS hS a 41 fis5 c6 ec eS

I

II X U /12 0

( 15 4 - 14 )

L I : Bv - Nr. 23 /SO 10951 C2 : Keramikkondensator IOOpF N 4 70 Spannungen mit Instrument 20kQ/v gegen Masse gemessen. 50 V U> JO V 2,S V U ;;,S V

•J Oszillogramm gilt für Teilerausgänge

2 bis 8 aller Töne

Der Oktaverzeuger benötigt 3 Betriebsspannungen : U 1 = - 27 V wird hinter D3 abgegrifen ; U2 - 1 5 V gewinnt man über R6 und T2, sie wird mit D2 stabilisiert ; U3 = - 1 0 V, über R5 von U2 abgegrifen, bestimmt die G röße der A usgangssignale. Diese stehen als Tonfrequenzen für die höchste Oktave zur Verfügung und triggern gleichzeitig die Frequenzteilerschaltkreise zur Er­ zeugung der tieferen Oktavtöne. Die Schaltung der Frequenzteiler mit den Schaltkreisen U 1 1 2 D wurde bereits in A bschnitt 2. 1 . erläutert. =

Im Ausland werden für Oktavteiler ( Masteroszi llatoren) z. B. IS gemäß Tabelle produziert. Bild 6 zeigt einen Generatorsatz mit Schaltkreisen der Typen SAH 1 90 und SAJ 110 (ITT). Als Taktgenerator muß ein Zwei­ phasenoszillator eingesetzt werden, der 1 nichtüberlappte Takt­ impulse abgibt (Amplitude - 20 V). Die beiden Pulse dürfen sich höchstens im Bereich von 0 bis - 3 V überlappen, und die Dauer , der negativen I mpulsdächer darf 0,2 .S nicht unterschreiten. Zum LC-Oszil lator gehört noch eine Schaltung zur Impulsfor-

Tabelle Masteroszillator-Schaltkreise

•

Typ

Eingangsfrequenzhereich

Bezeichnung

Hersteller

A Y- 1 -02 1 2 AY- 1 -02 1 2 A E S M 1 69 C (SFF 5009) M 08 1 M 082 M K 50240 P M K 50241 P M K 50242 P MM 5832 m i t M M 5833 SAA 1 030

0,25 . . . 1 ,5 M H z 0,25 . . . 2,5 M H z 0, 1 . . . 2,5 M Hz

MOS master tone generator M OS master tone generator 1 2-tone-generator

General Instruments General Instruments Thomson - CSF

Note-generator Note-generator

SGS - A TES SGS - A TES Mostek Mostek Mostek National Semiconductor

·

}

0,05 . . . 3 M H z 0,05 . . . 3 M Hz 0, 1 . . . 2,5 M H z 0, 1 . . . 2,5 M H z O,i . . . 2,5 M H z 0,007 . . . 2, I M Hz 0,05 . . . 5 M Hz ·

Die Spitzenspannung kann Werte zwischen 10 und 17 V annehmen. I nnerhalb eines I nstruments bewegt sich diesejedoch in einer der drei G ruppen. in denen sie um nicht mehr als 4 V schwankt. Bei Austausch eines U 1 1 2 D ist dieser durch ein Exemplar der entsprechenden Gruppe zu ersetzen . Eventuell auftretende Treppenspan­ nungen dürfen 1 5 % der Rechteckspitzenspanlung nicht überschreiten

MOS top oktave frequency generator MOS top oktave frequency generator Zwölftongenerator für elektronische Orgeln

ITT

IOQ +11V

4.7Q

Cl

c

SAJ c 110 c l c2 c3 �

cis l Cis 9 x SAJ110 AJ J cis ( Töne d 11 0 cis l bis ais) 110 cis2 ci3 cis4

C l : für Ton C l - 56nF für Ton 5 - 270F C2 : für Ton Cl " 8,2JF (keine Elektrolyt-e) für Ton 5 3,3nF L I : Spule auf Schalrmken (000 . . . 8000 Wdg Cu/ je nach Tonhöhe und chalenken bemessen und erproben). IS ; TBA 221 (Auch pA 74 I bzw A 109) La: zur Temperaturkam ­ pensation

Kurvrmform der Ausgangsspannung . +�V

..

J h4

•

Tonausgang

) Metallchicht- Widerstand

t

· mung (Versteilerung der I mpulslanken auf 50 bis 80 ns). Di e Versorgungsspannung ist zu stabilisieren. Die 1 2 höchsten Töne entstehen in 3 I S SAH 190. Die tieferen Töne werden durch Frequenzteilung ( 1 2 IS SAJ I 10) gewonnen. Eine besonders gute Frequenzstabilität ergibt sich, wenn der Taktoszillator quarz­ stabilisiert wird. Da ein Generatorsatz mit Masterteilern phasenstarr synchroni­ sierte Tonfrequenzen liefert, kann sich der klanglich wertvolle Chorefekt nicht gut ausbilden. I n Konzertinstrumente baut man daher kaum Masterteiler, sondern Einzeltöngeneratoren, min­ destens aber Generatorsätze nach Abschnitt 2. 1 . mit 1 2 frei schwingenden M uttergeneratoren ein. M it einem Phasenmodu­ lator (z. B. Phaser 80 aus der Produktion der D D R ) läßt sich der Klang besonders von I nstrumenten, die mit Masterteilern arbei­ ten, beleben.

IS in Einzelgeneratoren

Einzelgeneratoren und andere Baugruppen elektronfscher M usik­ instrumente können mit Operationsverstärkern bestück t werden. Bild 7 zeigt als Beispiel den Schaltungsvorschlag für einen Säge­ zahn-Einze1tongenerator mit dem TBA 22 I A . Derartige Schal­ tungen lassen sich auch mit ähnlichen I S , wie A 741 oder A 1 09, aufbauen.

' Integrierte Schaltu ngen in der Verharfung und Tontastung elektronischer Musikinstrumente

Die meisten Tasteninstrumente und elektronische Orgeln sind noch mit mechanischen Tastenkontakten ausgerüstet. Da bei größeren I nstrumenten je Taste bis zu 10 und mehr Umschalt­ kontakte notwendig sind, gibt es Bestrebungen, die mechani-

mit I S SAH 190 und JS SAJ 1 1 0 (JTT)

•

'

La 6V

3.

2

fl2 fl f11 Zu den Ausgängen der /S AH 190 wird SI geschlossen, liegen die Ausgangsfrequenzen der drei Bild 6 SAH 190 eine Oktave höher Tongenera torsatz

T1,2,5, 6 : BC172B T,� : BC 252 8

2.3.

Hl H h hl

Bild 7 Sägezahn-Einzelton­ generator mit Operationsverstärker

•

sehen Kontakte durch -elektronische Bauelemente bzw. Schal­ tungen zu ersetzen. Wirtschaftlicher als der Einsatz einzelner Dioden- oder Transistorstufen, besonders hinsichtlich des Platz. bedarfs und des Schaltungsaufwands, ist die Verwendungspezieller i ntegrierter Gatterschaltungen. Eine derartige Lösung hat sich bei industriellen Erzeugnissen bis jetzt noch nicht allgemein durch­ gesetzt. Es zeichnet sich jedoch ab, daß mit dem Angebot geeig­ neter I S die Vielzahl mechanischer Kontakte in elektromschen Orgeln u. a. stark verringert werden wird . Es gibt bereits Schal­ tungsbeispiele für die Anwendung elektronischer Tastenkon­ takte mit dem Orgelgatter TBA 4 70 (ITT). Bild 8 zeigt eine Schaltungsvariante, die sich an die häuig angewendete Anord­ nung mechanischer Tastenkontakte anlehnt. Jede Taste erfordert nur noch einen einfachen mechanischen Kontakt zur Steuerung der Gatterschaltung, der zusammen mit den Signaleingängen je­ weils an einem Emittereingang des TBA 470 angeschlossen ist. Zum besseren Verständnis wurde i n B i ld 8 die I n nenschaltung des IS mitgezeichnet

•

4.

•

Integrierte Schaltungen in Efekt- und Vorverstärkerbau­ gruppel (Anwendungsbeispiele)

Auf G rund seiner günstigen Daten und der Möglichkeit, seine Verstärkung in einfacher Weise durch Gegenkopplung einzu­ stellen, läßt sich vor allem der Operationsverstärker neben anderen I S vielseitig in Baugruppen elektronischer Musikinstru­ mente einsetzen . Dennoch sind Einbaubeispiele in I nstrumenten der in- und ausländischen Serienproduktion noch relativ selten zu inden. (Allerdings gibt es nur wenige Informationen über schaltungstechnische Einzelheiten industrieller Erzeugnisse.) Die folgenden Schaltungen können nicht direkt zu Standardlösungen gezählt werden ; sie zeigen nur praktische Anwendungsbeispiele von IS in unterschiedlichen Baugruppen elektronischer Orgeln u, a .

SC H A LT U N G S SA M M L U N G · D ritte Lieferung · 1 982 Kapitel 4

-

Musikelektronik und Efektschaltungen

Baugruppen polyphoner elektronischer Tasteninstrumente mit integrierten Schaltkreisen ( Blatt 3)

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IS2

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Bild 8 IS TBA 4 70 (ITT) in den Gatterschaltun­ gen elektronischer Orgeln

•

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lOOk I

,, epdback" (Rückkopplung) Tl, T., T11 : 8C 177 72, TJ, TIO : S 200 T5 bis 79 : SC239 d 151 bis 153 : A109D

+ 12V T IOOmA

Bild 9

Phasenmodulationsbaustein nach Bild 9 Die Operationsverstärker ! S I und IS2 bilden einen Dreieck­ generator zur Erzeugung der Modulationsfrequenz (Tiefton­ generator, I S I als Komparator, IS2 als)ntegrator). I S3 wirkt als Trennstufe. I S4 ist ein Eimerkettenspeicher. I n ihm wird das tonfrequente Eingangssignal periodisch abgetastet und anschließend durch 1 86 hintereinandergeschaltete Speicherzellen geschoben. Der Taktgenerator (astabile Kippschaltung) ist mit den Transistoren T l bis T4 bestückt. Die taktzeitbestimmenden G lieder sind C l 4, C1 5 und die beiden vom Tieftongenerator ge­ steuerten Stromquellen T2 und T3 .

Ein - Aus - StöruntPrdrückung ,

Operationsverstärker iq einem Phasenmodulatorbau­ stein

1/3)

Ausgang -9V V2 TCA 250

Bild 1 0

Sinusilter zur Erzeugung lötenartiger Klänge mit Operationsverstärker

Bild I I

H intereinanderschaltung zwei er Tiefpässe nach Bild I 0

Aktive Filter mit Operationsverstärkern Das Filter nach Bild 1 0 wird zur Gewinnung sinusförmiger Signale aus rechteckförmigen Tonfrequenzspannungen verwendet. Den Frequenzgang des Filters bestimmt das Gegenkopplungs­ netzwerk, wobei die Kondensatoren Cl und C2 (frequenzab­ hängig) unterschiedlich zu bemessen sind :

fo

1 6 bis 250 Hz,

=

/0

250 bis

=

1 7 k Hz,

Cl Cl

=

=

6,8 nF,

C2

=

0, 1 L F ;

I

C2

=

1 5 n F.

n F,

Die Widerstände R l und R2 lassen sich nach folgenden Bezie­ hungen berechnen (Ergebnisse in kf! ) : /o

fo

1 6 bis 250

=

=

250 bis

Hz: R l

1 7 k H z : Rl

8 470 Hz =

=

5 5 00 Hz

Dimensionierungsbeispiel für /0

Cl

=

Rl

=

R2

fo

=

R2 R2

7 380 H z =

=

220 Hz (Ton a ) :

fo

5 1 000 H z

o

6,8 n F, C 2 � 0, 1 L F ; 8 470 H z 220 Hz 7 380 Hz

=

fo

=

-- =

220 Hz

38,5 kO (gewählt wird R l

=

36 kf!) ;

33,5 kO (gewählt wird zum Zweck des Abgleichs ein Einstellpotentiometer von 47 kO).

·

•

Da die Werte der frequenzabhängigen Bauelemente innerhalb eines begrenzten Frequenzumfangs nicht stark voneinander ab­ weichen, kann man bis maximal 1 2 benachbarte Töne durch Sammelschienenaufteilung in den Tastenkontaktsätzen der M u­ sikinstrumente (elektronische Orgeln) zu einer G ruppe zusam­ menfassen. Die Tonfrequenzen jeder G ruppe werden einem Filter entsprechender Bemessung zugeleitet. G ünstiger ist eine Halboktavteilung. (Dabei wird jeweils für 6 Töne ein Filter eingesetzt. ) Bei einem Manualumfang von z. B . 60 Tasten werden dann 1 0 Filter etwa für ein 8'-Fiötenregister benötigt. Für die Filterberechnung zieht man jeweils die M i tten­ frequenz eiier Tongruppe heran. Werden 2 Tiefpässe nach Bild I I hintereinandergeschaltet.

•

•

•

SC H A LTU N G S SA M M L U N G Kapitel 4

-

·

Dritte Lieferung · 1 982

Musikelektronik und Efektschaltungen

Baugruppen polyphoner elektronischer Tasteninstrumente mit integrierten Schaltkreisen (Blatt 4)

•

verringert sich der K l irrfaktor der gewonnenen Sinusfrequenzen erheblich (K3 bei Halboktaviltern von maximal 3,5 % auf maxi­ mal 0,27 �� für den tiefsten Ton) . F ü r den Bereich von 1 6 bis 250 H z gilt ( R1• kn) : C l = 22 n F, C2 = 0,22 .f, C3 = 2,2 n F, C4 = 0,68 .F ; Rl =

5 60 Hz

fo

R2 =

4940 H z

fo

­

R3 =

401 0 Hz

j�

Für den Bereich von 250 Hz bis 1 7 k H z gilt (R1n 2 ) : C l = 2 , 2 n F, Rl =

C 2 = 2 2 nF,

5600 Hz

•

j�

•

R2

C3 = 220 p F ,

49400 H z

=

fo

­

C4 = 6 8 n F ;

R3 =

40 1 00 Hz

---

fo

B i ld 1 2

Taktgenerator und Gatterschaltungen eines elektro­ nischen Rhythmusgeräts (Erzeugung der Zeittakte 1 - 1 6)

12

: SA Y403

: /S I 0 100 0 : !S2 0 1000 : IS3 0 100 0 G 35, G35 : IS9 0 126 0 G l9 G22 : IS8 0 1250 G23 . G26 : I S 5 0 1250 G31 . . . G 34 : ISS 0 1260

4-4

Operationsverstärker lassen sich, wie Bild 9 bis Bild I I zeigen, überall dort einsetzen, wo Vorverstärkerstufen benötigt werden, also z. B. im Klangformungsteil elektronischer Orgeln, in Hall­ einrichtungen und in anderen Efektbausteinen. Während sich bei IS-bestückten Generator- oder Gatterschaltungen bereits Standardlösungen herausgebildet haben, zeichnet sich das bei den übrigen Baugruppen elektronischer M usikinstrumente bis heute noch nicht so deutlich ab. Dem Einsatz von Operations­ verstärkern liegen immer wieder die G rundschaltungen (inver­ tierender, nichtinvertierender oder summierender Verstärker, Diferenzverstärker usw.) zugrunde.

15

01 O ll GI, G2 G3 . G5 G7 G IO Gll. G 14 G/7, G 78 ,

B latt

IS-bestückte Baugruppen in elektronischen Orgeln zur Erzeugung von Begleitrhythmen ln den Schaltungen zur Erzeugung von Impulsen, die bei elek­ tronischen Rhythmusgeräten die Einsätze der Schlaginstru­ mente im Takt steuern, bietet sich ebenfalls der Einsatz von IS an.

Bild 1 2 zeigt als Beispiel die Schaltung des Taktgenerators mit Gattern zur Erzeugung der zur Steuerimpulsfolgebildung be­ nötigten Zeittakte I bis 1 6 bzw. (bei 3/4-Takt) I bis 1 2 des i m elektronischen Tasteninstrument-ET 3-2 MR eingebauten Rhyth­ musgeräts mit der Bezeichnung ER 6 . Am Ausgang dieser Schaltung stehen also bei 4/4-Takt im Prin­ zip 1 6, bei 3/4-Takt 1 2 aufeinanderfolgende Impulse zur Ver­ fügung, die man zur Bildung weiterer Impulsfolgen benötigt, die den Einsatz der Schlaginstrumente steuen. Beispiel: Die Impulsfolge zur Steuerung des E insatzes der klei­ nen Trommel wird z. B. aus den Zeittakten 3, 4, 7, I I , 1 2 und 1 5 zusammengesetzt (ein Takt des Notenbilds). Für die am ent­ sprechenden Rhythmus beteiligten anderen Schlaginstrumente werden weitere derartige Impulsfolgen gebildet (Auswahlschal­ tungen).

Integrierte Leistungsendstufen Nur in einzelne Instrumente des inländischen Angebots werden die Leistungsverstärker und Lautsprecher mit eingebaut. End­ stufen-IS kamen dabei bisher noch nicht zum Einsatz. Da es sich bei den N F-Endstufen nicht um spezielle Baugruppen elektro­ nischer M usikinstrumente handelt, gelten für den Einsatz von JS an dieser Stelle die gleichen Grundsätze wie für die Anwendung von IS in den Leistungsstufen von N F-Verstärkern allgemein. Die Mehrzahl der im Ausland hergestellten Instrumente sind eben­ falls noch mit Transistoren bestückt (Quasikomplementär-End­ stufen), obwohl der Bestückung mit Endstufen-JS grundsätzlich nichts im Wege steht.

•

•

•

Literatur Einschlägige Serviceunter.lagen des Jn- und Auslands

·

SCHALT U N G S SAM M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 4

-

Musikelektronik und Efektschaltungen

Transportable musikelektronische Anlagen aus der DDR-Produktion (Blatt 1 ) 1.

•

Die Produktionsgenossenschaften und die volkseigenen Betriebe der D D R stellen eine größere Palette der für eine musikelektro­ nische A nlage erforderlichen Geräte und M usikinstrumente her. Weitere Produkte stehen aus Importen zur Verfügung. Aus den Einzelkomponenten lassen sich Heimstudios und Verstärker­ anlagen für Tanz- und Unterhaltungsorchester u. a. je nach Er­ fordernissen zusammenstellen. Im folgenden sollen vor allem transportable Anlagen und zugehörige Einzelgeräte betrachtet werden.

2.

•

•

Einleitung

Ü bersichtsschaltplan tragungsanlage.

einer elektroakustischen

Ü ber­

* Plattenspieler, weitere M i k rofone, elektroakustische Musik-

instrumente usw. Mischteil : einfache Mischeinrichtungen oder einfache bis reich ausgestattete M i schpultverstärker (Mixer) mit Anschlußmöglich­ keiten für Efektgeräte u. a. Mischpult und Endverstärker kön­ nen eine Einheit bilden (z. B. Regent-Verstärker). Beim Regent 1000 H können maximal fünf Tonquellen angeschlossen werden. Die Leistung der Lautsprecher ist für den jeweils verwendeten Verstärkertyp zu bemessen (ebenfalls die Anpassung) lzB Rundfunk- gerät ( Tuner) :nlrschtPdltch� 1 WPitere 1 Tonquellrm • t

1

zB. Mikrofon

:

r- - -r

�wa-1 J Oder Echogerä t 1 @n oder!x!rJ

- -= -1 1

_

�

� M!�hpul(

I J!

l z. B. Magnet bandgerät__ L.: .: . '�..

-

Mischgu/terstärker (z. B. !gent IOOOH )

odr

_Mixer)

u.

�opfhor!r · _ (M!fhorkontrolle

l - : tnderstärker ; . HSV920) ,(Output)! rz.B

J

@vnüpT I MagnPtband 1 L __ - - j 1

�

4-5

werden müssen, sei nur am Rande erwähnt. Hierzu sind in Fach­ büchern der Elektroakustik wesentliche H inweise zu inden. Für die hochwertige Ü bertragung der Darbietungen von Instru­ mentalgruppen, Orchestern und Solisten wird eine Mischpult­ anlage mit zahlreichen Anschluß- und Regelmöglichkeiten sowie Kontrolleihrichtungen, wie sie in Bild I angedeutet sind, be­ nötigt.

3.

Einzelgeräte für die Zusammenstellung von Ü ber­ tragungsanlagen

Aus der Serienproduktion der D DR-Industrie stehen z. B. die nachfolgend genannten Erzeugnisse zur Verfügung.

Ü bersichtsstromlaufplan einer elektroakustischen Ü ber­ tragungsanJage

I m Prinzip unterscheidet sich der Aufbau einer Heimstudioan­ lage von dem einer Orchester- Ü bertragungsanlage nicht. Unter­ schiedlich sind nur die Ausführungsarten der Einzelgeräte der Anlagen sowie die Ausgangsleistungen der Verstärker u. a. Bild I zeigt den grundsätzlichen Aufbau einer Anlage. Der zentrale Teil einer Übertragungsanlage ist die Mischeinrich­ tung. Bei kleinen Anlagen reichen zur M ischung der für den An­ schluß vorgesehenen Tonquellen oft die Mischteile aus, die mit in die Endverstärker eingebaut sind (z. B. Verstärker der Regent­ Serien). Manche Verstärker, z. B. die der Regent-H-Serie, sind außerdem mit einer Halleinrichtung ausgestattet. Die Signale der angeschlosseneil Tonquellen lassen sich einzeln einstellbar ver­ hallen. Neben den kombinierten Mischpultverstärkern gibt es noch Verstärker zum Anschluß unterschiedlicher Tonquellen über Eingangswahlschalter (HiFi 50, HS V 920 usw.). Die Tonquellen können nur zu- oder abgeschaltet werden. Ein Ü berblenden der Signale ist nicht möglich. Verwendet man einen derartigen Ver­ stärker zum Aufbau einer Anlage, so muß man, wenn Ü berblend­ barkeil der verschiedenen angeschlossenen Tonquellen gefordert wird, vor den Verstärker ein Mischpult schalten. Beim Aufspre­ chen eigener Programme auf Magnetband, z. B. für Dia-Ton­ Vorträge, ist es vorteilhaft, wenn sich die angeschlossenen Ton­ quellen, wie Mikrofone, Plattenspieler, M agnetbandgeräte oder auch elektronische M usikinstrumente u. a., langsam eiit-, über­ und ausblenden lassen. Daß die Einzelgeräte je nach gewünschter Ü bertragungsqualität, Sprechleistung, örtlichen Verhältnissen usw. richtig ausgewählt, aufgestellt und zusammengeschaltet Bild I

Blatt

3. 1 .

Mischpulte

Die Signale der angeschlossenen Tonquellen sollen möglichst rückwirkungsfrei mischbar sein. Durch getrennte Klangregelung für jeden einzelnen Kanal verbessert sich die Ü bertragungsquali­ tät erheblich. Ü bersteuerungen müssen durch geeignete Schal­ tungsmaßnahmen (Gegenkopplungen) weitgehend ausgeschlos­ sen werden.

3. 1 . 1 . Disko 1000 ( VEB Funkwerk Köpenick) - M onomischpult einfacher Ausführung mit Eingängen für Plattenspieler, M agnetbandgerät, Rundfunk und M ikrofon (4 Schiebepotentiometer). - Stromversorgung : 3 Monozellen R 20 (4,5 V). - Das Gerät ist für Heimstudios und Kleinanlagen geeignet. Es ist nur Pegeleinstellung möglich, keine Klangbeeinlussung. - Stromlaufplan : radio fernsehen· elektronik 24 ( 1 975), Heft 7, Seite 237.

3. 1 .2. Disko 1000 Stereo ( VEB Funkwerk Köpenick) - Das Gerät hat 3 Stereoeingä n ge für Plattenspieler, Magnet­ bandgerät und Rundfunk sowie I Mikrofon- Monoeingang (Schiebepotentiometer). - Ein eingebauter A bhörverstärker kann wahlweise an die Stereokanäle angeschaltet werden. - Stromversorgun g : 3 Babyzellen R 1 4 (4,5 V). - Das Gerät ist für Stereoheimstudios und kleine Verstärkeranlagen geeignet. - Klangstelleinrichtungen für die einzelnen Eingänge sind nicht vorhanden.

�

Lautsprechk (Box�n, .�nsaulen, Schallwände udgl. )

3. 1.3. Regie 3000 (VEB Funk werk Köpenick ) 3.1 .5. Mixer 1222 ( VEB Musikelektronik K/ingenthal)

- Das Mischpult hat 4 Stereoeingänge für Plattenspieler, Ma­ gnetbandgerät, Rundfunk und M i k rofon. - Der eingebaute Abhörverstärker ist wahlweise auf TA, TB oder Rundfunk schaltbar. Stromversorgung : 4 Babyzellen R 14 (6 V). Das Gerät ist für kleine und mittelgroße Anlagen nur zur Pegeleinstel lung der angeschlossenen Signalquellen verwend­ bar.

- Dieses Studiomischpult ist für große Anlagen konzipiert. - Es sind 1 2 E ingangsmodule mit getrennten Lautstärke-, Höhen-, Tiefen- und Panoramastellern u. a. neben 2 Summenverstär­ kern (linker und rechter Kanal), 2 Equalizern, Kopfhörer­ verstärker, 3 Ausgangsverstärkern (Monitor, linker und rech­ ter Kanal) usw. und 2 Outputmetern eingebaut. Bild 2 zeigt die Prinzipschaltung des M ixers. Bild 3 gibt den Stromlaufplan eines E ingangsmoduls wieder. Für stationäre Anlagen (Stadtfunk-, Kulturhaus-, Betriebsfunkanlagen) und für spezielle Tonstudios stellen a uch andere Betriebe der DDR Geräte und Ausrüstungen her. Es wurde bereits darauf hinge­ wiesen, daß diese Erzeugnisse nicht Gegenstand der vorliegenden Ausführungen sind.

3.1 .4. Studio 506 HiFi Stereo (PGH des Rundfunk-Mechaniker­ Handwerks, Berlin) - Es sind 6 getrennt regelbare Stereoeingänge und 2 Ausgänge vorhanden. - Der Abhörverstärker zum Anschluß von Stereokopfhörern und Einblendtasten gestattet das Abhören des Programms. - Der Mikrofonkanal für ein dynamisches Mono- oder Stereo­ mikrofon ist je Kanal mit getrennter Lautstärke- Höhen- und -Tiefen� instellung versehen. - Stromversorgung : 220 V, 50 Hz, 6 W. - Das Mischpult eignet sich zum Aufbau von Anlagen größeren Umfangs. Es kann, wie jedes reicher ausgestattete Mischpult, auch in kleineren Anlagen verwendet werden.

3.2.

End- bzw. Mischpultverstärker

Es stehen Verstärker m i t unterschiedlichen Ausgangsleistungen und Ausführungen der Ein- und Ausgänge sowie der Einstell­ einrichtungen usw. zur Auswahl. Die Lautsprecher sind teil-· weise getrennt vom Verstärker i n Boxen montiert oder zusam­ men mit dem Verstärker in einem G ehäuse untergebracht. Teil­ weise sind die Verstärker mit Halleinrichtungen versehen , oder � Ri9 8 @

� --- right

RERB

l A2 l

Bild 2

Prinzi pschaltbild des Mixrs 1222

Bild 3

Stromlaufplan eines E ingangsmoduls des Mixer.� 1222

J

Panorama

�

Eing

I

j Kopfhörer

' '

I

0

---

:: 0

--

E l "

" J .::

Hall Monitor

I I I I I EingäneI 2. 11 I I I

I I I I

'

'

.., l 0

Eingang /2

�

"

t

I I

:;

�

Bu Ech : Chts -1

Hall

KopfhbrPr

:: 0

" :: J

I I I

: Bu Echo links

Panorama

--

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links

-

Hall -

Echo -

h J

- - - ierstö rPChts ·ker

.

Monitor-

Vorverstarker

t I

I

·•

links

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-

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Kopf- HÖTPr horPr-

---rchts stärker -

I

' I I

I

' '

·.

I

Bu Effekt links

1 J

-

'

�

8_.

--

Eingangsmodule

Mnitor

links

links

Magnet-von links bandlagnPtband - - - - WiPdPr:-g!rät -- rPchls gai!v'I stark'r -

I I

2 . '!I

:

I

�

Sumen!rstärkPr

Equa/iz'r r'Chts

Summenv'rstärker

�-

Bu MagetbandgerJ rechts

(Aufnahme)

•

•

P111 50k2

Bu Magn'tbandgeräl (Aufnahme )

Equalizer

•

ver-

-

Bu Eff'kt chts

Netzteil

Ausgangs !rstärkPr links

I

�

__Ausga ng 7 5m V Z

Monitor -

Ausgangs - -Ausga ng verstärker 7 75m V

Ausgangs -

'rslärker rPChts

•

�

..Ausgang 775 m V

•

Blatt

SCHA LTU N G S SA M M LU N G · Dritte L ieferung · 1 982 Kapitel 4

-

4-6

Musikelektronik und Efektschaltungen

Transportable musikelektronische Anlagen aus der DDR-Produktion ( Blatt 2)

•

Die Vorstufen der einzelnen Verstärkertypen mit symmetrischen oder unsymmetrischen Eingängen zeigen mechanisch und schal­ tungstechnisch einen gleichartigen Aufbau. A usnahmen bilden die Typen Regent 600 B und Regent I 00 S. Bei den N-Typen entfallen in den Vorstufen die Bauelemente zur Ansteuerung des Hallverstärkers. Die Zwischenverstärker der einzelnen Verstärkertypen unterscheiden sich vor allem in der Bemessung der Siebglieder für die Betriebsspannung. Der Hall­ verstärker ist bei allen Typen einheitlich. fn Tabelle I sind Bild 4 bis B i ld 1 3 (zugehörige Stromlaufpläne u. a.) angegeben. Deut­ lich ist die G rundkonzeption der Schaltungen der Vor-, Zwi­ schen- und Endverstärker zu erkennen. Dementsprechend sind auch die Leiterplatten der Vor- und Zwischenverstärker jeweils mechanisch gleichartig ausgeführt. Um gute thermische Stabilität, Ü bersteuerungsfestigkeit und Ü bertragungsqualität zu erreichen, wurden die Verstärker mit zahlreichen Gegenkopplungen versehen. Die Lautstärke- und Klangsteller erlauben, jede angeschlossene Tonquelle einzeln einzupegeln . Somit lassen sich Frequenzgangunterschiede der Tonquellen untereinander und raumakustische Einlüsse (bei den H-Verstärkertypen noch zusätzlich durch künstlichen Hall) aus­ gleichen.

sie lassen sich als Zusatzgeräte extern anschließen. Am häuig­ sten kommen Verstärker der Regent-Serie vom VEB Musikelek­ tronik Klingenthai zum E insatz. Für Heimanlagen verwendet man kleinere Verstärker, wie HS V 920 oder HiFi 50. Außerdem be­ steht die Möglichkeit, die NF-Teile größerer Rundfunkgeräte, wie Carat, HiFi /00 u. a., als N F-Verstärker einzusetzen . .D iese Geräte haben bei niedrigem Klirrfaktor völlig ausreichende N F­ Ausgangsleistungen, um größere Wohnräume bzw. k leinere Säle zu beschallen.

3.2. 1. Verstärker der Regent-Serie (röhrenbestückte Modelle, wie Regent 30 und Regent 60, mit und ohne Hall, ausgenommen) ,(,'

•

Die Verstärker Regent 300, Regent 600 und Regent 1000 sind auf ihren Verwendungszweck abgestimmt. Sie sind in Modul­ bauweise ausgeführt. Das gestattet es, die Verstärker mit unter­ schiedlichen Eingängen (symmetrisch, unsymmetrisch) mit und ohne Halleinrichtung und für versciedene Ausgangsleistungen u. a. bei im Pr!nzip gleichem G rundaufbau auszurüsten. Be­ stechend sind die übersichtlichen und servicefreundlichen Kon­ struktionsdetails der Geräte. I hr Gesamtaufbau i n Stahlrahmen ist sehr stabil . Tabelle I gibt über die Ausführungsarten der ver­ schiedenen Regent-Verstärkertypen Auskunft.

Obersicht üher die t•erschiedenen Typen ron Regent- VerMärken

Tabelle I

•

•

RegentVerstärker Ty p

Eingänge

300 N

1 Magnetband-

300 H

gerät, M i schpult, Rhythmusbox u. a. 2 wahlweise symmetrische oder unsymmetrische Eingangsbeschaltung für dyn�mische M ik rofone, Orgel, E-Piano, G itarre usw. 1.2

wie beim 300 N

3

•

600 N

1

unsymmetrisch für dynamische M i k rofone, Gitarre, Orgel, E - Piano, Rhythmusbox u. a. 1 Bu für HallStop oder Echogerät Magnetbandgerät, M i schpult, Rhythmusgerät u. a.

. r·J

2 symmeIrisch ' ""'ymm
�

mische M ik ro fone, Q,gol, E-Piano, G i tarre . usw.

Vorverstärker A l , A2, Bild 4 B I , B2, Bild 5

Eingang 2 Ausführung A I Eingang 3 Ausführung A l

Zwischenverstärker B i ld 7

Hallverstärker Bild 8

4 x SF I 28 D 2 x KT 802A B i ld 7 a (Ausführung A)

-

Eingang 2 Ausführung A2 X

Eingang 3 A usführung B 2

Eingang 2 Ausführung A l

Eingang 3 Ausführung B I

Leistungsverstärkerbestükkung u. a.

X

Bild 7 b (Ausführung B )

X

Bild 7 b (Ausführung B)

-

30 W Bild 9

Lautsprecherbestükkung

2

X

L3401

X X

S F I 28 D KT802A I

60 W Bild 1 0

Die Eingänge ab 2 aufwärts sind, wie bei allen Regent­ Verstärkern in Laut­ stärke, Diskant und Baß einstellbar. Bei einigen Verstärkertypen sind auch Präsenz­ bzw. Hall-Steiler vor­ handen

wie 30 N

wie 300 N

4 4

Bemerkungen

4

X

X

L 3701

L 594

mit Efektaussteuerungs­ anzeigelampen Rot, G rün, sonst wie 300 N

Tabelle 1 ( Fortseizung) 600 B

1 2

600 G

1 wie beim 600 N

2

600 H

wie beim 600 N unsymmetrisch für dynamische M i k ro­ fone, Orgel, E-Piano, G i tarre, Rhythmus­ box usw.

bis 5 symmeirische Ein­ gänge für dynamische M i k rofone, Orgel, E-Piano, G itarre usw. (unsymmetri­ scher Anschluß ebenfalls möglich) I Bu für Haii-Stop­ Schalter oder externes Echogerät

Eingang 2, 3 A usfüh­ rung C Bild 6

Eingang 2 Eingang. 5 A usfüh­ rung A 2

B i ld 6

X

Eingang 2 A usfüh­ rung A2 Eingang 3 A usfüh· rung B2

1 000 H

wie 600 G

Eingang 2 bis 5 Ausfüh­ rung A2

Bild 7 b ( Ausfüh­ rung B)

1 000 S

s. Bemerkungen

s. Bild 1 2

s . Bild 1 2

1 ·2

symmetrisch für dynamische M ikro­ fone, Orgel, E-G i -· tarre usw. ( un­ symmetrischer Anschluß möglich)

X

X

X

Bild 7 (Ausfüh­ rung B )

Eingang 2 s. Bild 1 3 A usführung A I ­ Variante s. Bemerkung

4

X

S F I 28 D

4

X

KT802A

60 W Bild 1 0

Bild 7 (Ausfüh­ rung B)

wie 600 N I Bu für Haii­ Stop-Scha lter oder externes Echogerät

1 50 1 50 K

2 X S F I 26 D 2 X S F I 29 D 2 X KU 612 2 2 X 2N 4348 60 W Bild 6

X

X

4

4 X S F I 28 D I 4 X KT802A 60 W 4 Bild 1 0

X

X

L 3702

L 3401

X

L 3701

X

L 5904

2 X S F 1 28 D 2 X L 3701 2 X KT802A 4 X BU I I I 3 X L 5904 I 00 W (2 Boxen) Bild I I

s. Bild 1 2 2 x S F I 26D, (Ausgangs2 x S F I 29 D , impedanz 2 x K U 6 1 2, 2 x 8 0 2 x 2N3773 = 41) SC237 B C I 77B I X BC 2 1 1 I X BC 2 1 3 2 X K D 605 12W Bild 1 3 3 I I

X

X

X

L 340 I

Es bestehen schaltungs­ technische Abweichungen gegenüber den anderen Regent- Verstärkern (Vor­ stufen, Leistungsstufen). Bild 6 zeigt den Gesamt­ stromlaufplan Verwendung vorzugsweise als Gesangsanlage, sonst wie 300 N mit getrennten Stellern für Hallstärke an jedem der Eingänge 2 bis 5. Efekt-Aussteuerungs­ anzeigelampen vorhanden (Rot, G rün)

wie 300 N, aber mit Efek t-Aussteuerungs­ Anzeigelampen (Rot, G rün)

•

•

wie 300 N, mit Effek t-A ussteuerungs­ anzeigelampen (Rot, G rün)

Stromlaufplan s. Bild 1 2

Regent 1 50 : Verstärker­ kassette + Box. Regent 1 50 K : Verstärker und Laut­ sprecher beinden sich in einem gemeinsamen Ge­ häuse. Vorverstärker : Aus­ führung A I , aber ohne Präsenzsteiler

vom 1�--� -�o +Zwischen ­ verstärker -��zum Ha/verstirker

••

•

Bild 4

Regent-Vorver­ stärker, Ausführung A I und A2 (Sp)

zum

Zwischen­ verstirker

•

--.

f

\

.I

S C H A LTU N G S SA M M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982

Blatt

Kapitel 4 - Musikelektronik und Efektschaltungen

4-7

Transportable musikelektronische Anlagen aus der DDR-Produktion ( Blatt 3) vom +Zwischen ­ li->-.;_ verstärker -�"- zum Halverstärker zum Zwischen ­ verstärker

Bild 5

Regent- Vorver­

stärker, Ausführung BI und B2 (Sp)

.-

(schraffierte Bauelemente zu sülztich bei Ausf. A 2 )

•

Bild 6

Re:ent- Verstärker Typ 600 8 (Sp) : a) Teil I (Vor- und Zwischenverstärker) ; b). Teil 2 (Leistungs­ verstärker)

•

• Netz

no!12ov 50Hz

220/2.0V

.

•R.OI, R.02 aus Kantha{draht gewickelt • * Spannung über C505 u. C506 gemessen (lnstrumenl 20k2/V)

L-- . - '

2702 .W

r

'

_ (Hall) , bet anderen Typen

l� T I T

D t/ T

T

i �

.

•I

T

+

Anschlüsse zum Leistungs­ verstärker Ü 30 1

high

egnkopplung zum Leistungsverstrher

_

.

_

-

.

- - - -

- ·

- ·

- - -

-

----

Nez 110 V 127 V 220 V 240 V

low

� � � � � � �-

q125W 0,25W0,5 W T W 2 bZ. 4 W 10 W JW

•

• •

•

•

•

Kontaktbrüce 12 3/4 67 2 34 5ß 6/7 23 2/3 55

SC HALTU N G S SA M M L U N G · Dritte L ieferung · 1 982 Kapitel 4

-

Musikelektronik und Efektschaltungen

Transportable musikelektronische Anlagen aus der DDR-Produktion (Blatt 4)

Blatt

4-8

+zm Netzfeil

Hal

•

•

�) entferf!n bei N· ypen

• Spannung mit Instrument 20k./V gegen Masse gemessen

•

•

Hild 7

Zwischenverstärker der Regent-Verstärker (Sp) : a) Ausführung A, b) Ausführung B

+ vom Zwischrm!rstärPr

Bild 8 H al leinrichtung (Hallverstärker) der Regent-Verstärker (Sp)

Bild 9 Leistungsverstärker u � d Netzteil des Regent- Verstärkers 300 N (Sp)

» 2xL3401

•

Spannung s ­ Wahlschalter ; o20Jf4 056� �0 8

g-

•

h

f'

Spannung über C505 u.C506 gemessen (ohne Aussteuerung) Instrument 20kQjV

3.2.2. Verstärker Hii 50 und HSV 920 (Stereoverstärker) Beiträge zu diesen im Text genannten Verstärkern wurden in der Zeitschrift radio fernsehen elektronik veröfentlicht : H i Fi 50, 23 ( 1 974) Heft 5, Seite 1 90 (Hersteller PGH Fernsehen -' Radio, Berlin). HSV 920, 23 ( 1 974), Heft 20, Seite 677 ( Hersteller VEB Funkwerk

Zittau, VEB Meße/ektronik Dresden) .

Die Verstärker HiFi 5 0 und HS V 920 bzw. HSV 9 2 1 werden oft zum Aufbau von Heimanlagen verwendet, sie lassen sich aber auch in transportable Verstärkeranlagen einbeziehen .

3.3.

Tonquellen

3.3. 1. �ikrofone Zur Tonübertragung bei mechanischen M usikinstrumenten stehen Spezialmikrofone, z. B. für den direkten Anbau an Saxo­ fone usw., zur Verfügung, oder es werden dafür (wie für Gesangs­ solisten) übliche M i k rofone benutzt. R FT-Mikrofontypen (Beispiele) :

DM 2 1 1 2 M - dynamisches Mikrofon mit Kugelcharakteristik, - Ü bertragungsbereich 50 bis 1 5 000 Hz mit mittelohmigem Eingang. Anschlußbelegungen und weitere Angaben sind in den Bedie­ nungsanleitungen zu inden. Zur Realisierung der erforderlichen Anpassung stehen Schnurübertrager zur Verfügung (z. B. zur Anpassung eines niederohmigen dynamischen Mikrofons an mittel- bis hochohmige Verstärkereingänge). Der VEB Mikrofontechnik Gefell stellt Kondensatormikrofone für Studio- und Meßzwecke mit Verstärkern und Zubehör her. Das Sortiment ist umfangreich und. enthält vollständige Einzel­ komponentensysteme. Zum Beispiel gehören zum Studiomi ,rofonsystem SMS 70 die M i k rofonkapseln M 58, M 93, M 94 ( Kugelcharakteristik), M 74, M 70, M 71 (Nierencharakteristik) und M 73 ( Keulen­ charakteristik) sowie UM 70 mit umschaltbarer Richtcharakte­ ristik, der M i k rofonverstärker MV 691 und diverses Zubehör, wie Anschlußkabel, Verbindungskabel, Tischständer, Halter u. a. Weitere Mikrofontypen sind : HH 710 (ein drahtloses Bühnenmikrofon) ; PM 750 (ein übersteuerungsfestes Kondensatormikrofon).

DM 24 / 1 - dynamisches Richtmikrofon m i t Tischständer und Stativ­ gewinde ohne N F-Schalter, - Übertragungsbereich 50 bis 1 5 000 Hz für hochohmige Ein­ gänge;

DM 2413 - entspricht dem Typ DM 2411, ist aber für mittelohmige Ein­ gänge ausgelegt ;

DM 2415

•

- Variante des DM 2413 mit N F-Schalter ;

3.3.2. Elektromechanische und elektronische �usikinstrumente Fast alle Tanz- und Unterhaltungsorchester benutzen elektro· mechanische oder elektronische M usikinstrumente ( Klavisel, E-Piano, elektronische Orgeln usw.), die zur Ü bertragung direkt an die M ischpult- oder Verstärkereingänge angeschlossen werden, Das Vermolla-Produktionsprogramm umfaßt folgende Tasten­ instrumente (Stand 1 980) : ET 6- 1, ET 6-2, ET 6-2 R, ET 6-2 MR, ET 3, ET 3-2 M R und E-Piano.

•

SC H A LT U N G S SA M M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 4 - Musikelektronik und Efektschaltungen

Blatt

4-9

Transportable musikelektronische Anlagen aus der DDR-Produktion ( Blatt 5) Leistungsverslärker

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3.3.3. Zusatzgeräte mit eigener Tonerzeugung (Tonquellen) Zu dieser Gruppe gehören z. B . Glockenspiele, Rhythmusboxen, Akkordbegleitautomaten, Magnetbandgeräte usw. Aus de � Serienfertigung steht die elektronische Rhythmusbox ER 9 ( Ver­ mona) zur Verfügung. Das Gerät erzeugt automatisch mit 9 Schlaginstrumentenschal­ tungen 1 6 untereinander mischbare Rhythmen, wodurch sich zahlreiche Variationen einstellen Jassen.

3.4.

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Efektgeräte ohne eigene Tonerzeugung

Dazu zählen Geräte der G i tarrenelektronik zur Erzeugung von Efekten, wie Wow-Wow, Tremolo, Orgelton, Fuzz usw., die teil­ weise auch in elektronische Orgeln eingebaut werden, und M o­ dulationsgeräte zur Erzeugung von Leslie-Efekten u . a.'

Bild I 0

Leistungsverstärker und Netzteil der Regent- Verstärker 600 N, 600 G und 600 H (Sp)

Der G itarrenelektronik nehmen sich häuig Amateure an. Sie bauen Geräte nach Bauanleitungen (z. B. veröfentlicht in der Zeitschrift FUNKA MATEU R). Ein M odulationsgerät aus industrieller Fertigung ist der Pha­ ser 80 ( Vermona). Er erzeugt eine Vielzahl von Efekten je nach · Einstellung (Phasing, Kathedralsound, Rotorefekte).

4.

Beispiele vollständiger Ü bertragungsanlagen ( Übersichts­ schaltpläne transportabler Anlagen)

Bild 1 4 zeigt eine mit einem M ischpultendverstärker aufgebaute Anlage. (Weitere Angaben können aus den Bildern ersehen werden.) In Bild 1 5 ist eine Anlage dargestellt, zu der ein separates Stereo­ mischpult verwendet wurde. Als Endverstärker wird ein Verstär­ ker HiFi 50 benutzt. Bild 16 zeigt eine Schaltungsvari\nte für den gleichzeitigen Ge­ brauch eines M i schpultendverstärkers und eines separaten M ischpults.

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Leistungsverstärker und Netzteil des Regent-Verstär­ kers 1000 H (Sp)

Die in Bild 1 7 gezeichnete Übertragungsanlage enthält ein großes Mischpult. Sie bietet etwa die in Abschnitt 3. 1 . beim Mixer 12 2 2 genannten Anschluß-, Einstell- und Ü bertragungsmöglichkeiten. Die Übersichtsschaltpläne Bild 1 4 bis Bild 1 7 sind nur als An­ lagenaufbaubeispiele zu betrachten. Es können auch andere An­ schluß- oder Zusammenstellungsvarianten gewählt werden . Beim Zusammenschalten d e r Geräte sind vor allem d i e in den Bedienungsanleitungen der Einzelgeräte gegebenen Anschluß­ hinweise zu beachten (Ein- und Ausgangswiderstände bzw. -impe­ danzen, Eingangsempindlichkeilen und Ausgangsspannungen). Ein hochohmiges M i krofon darf man z. B. nicht an einen nieder­ ohmigen Verstärkereingang anschließen. Vertreten läßt sich der umgekehrte Fal l , wenn dazu die Verstärkung ausreicht. Beson­ dere Vorsicht ist beim Anschluß der Lautsprecher an die Ver­ stärker geboten. Kurzschlüsse muß man vermeiden, da nicht alle Endstufen kurzschlußfest ausgeführt sind. Manche transistori­ sierten Endstufen können durch den Anschluß von Laut­ sprechern mit zu niedriger Impedanz sehr schnell zerstört werden. Ist z. B. für einen Verstärkerausgang eine Box von 8 Q, 35 W vorgeschrieben, darf man keine Box mit einer [mpedanz von z. B. nur 6 n oder 4 n anschließen. H ingegen ist es bei den mei­ sten transistorisierten Endverstärkern zulässig, z. B . an einen Ausgang 4 Q, 35 W eine Box von 8 Q, 25 W anzuschließen, da solche höheren Lautsprecherimpedanzen die dem Verstärker entnommene Ausgangsleistung verringern. Die Zulässigkeil soi­ cher Veränderungen hängt von der Schaltungskonzeption der jeweiligen Geräte ab. Diese Beispiele zeigen, daß Anlagen aus Einzelgeräten fach­ gerecht zusammengestellt und angeschlossen werden müssen . Solche Arbeiten sollten daher nur Sach-k undige vornehmen, die die behandelte Problematik beherrschen .

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Literatur Einschlägige Serviceunterlagen sowie im Text genannte Zeit­ schriften

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Bild 1 3

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Mischpult Studio 506

Bild 14 Beispiel für einen Anlagenaufbau mit einem Mischpultverstärker Regent

1 000 H

•

Bild 1 5 Anlagenaufbaubeispiel mit einem Verstärker HiFi 50 und dem Mischpult

HiFi Stereo

Studio 506 HiFi Stereo

Regent- Mischpuffverstärker

•

600H

•

Bild 1 6 Kombinierte Verwendung eines M ischpultverstärkers

Regent 600 H

und eines Monomischpults

Disko 2000

in einer Übertragungsanlage (Beispiel)

Mixer 1222

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weitere Mikrofone und Tonquellen ,wie Musik,nsfrumente, Rhyfmusbox, TA , TB u.a.

Bild 1 7 Zwei kanal-Ü bertragungsanlage · (links, rechts) mit dem Studiomischpult Mixer I 222 und 2 Verstärkern 1000 H einschließlieh der Lautsprecherboxen

•

Blatt

SCHALT U N G S SAM M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982 '

4

Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 1 09

Musiksynthesizer (im folgenden nur noch Synthesizer genannt) sind monofone Tasteninstrumente, mit denen sich, wie es be­ reits die Bezeichnung ahnen läßt, musikalische Klänge syntheti­ sieren lassen. Eine große Anzahl von Bedienelementen gestattet Einlußnahme auf Tonhöhe, Tonmodulation mit diversen Modu­ lationssignalen, Tonänderung (abrupt oder gleitend), mitlaufende und feststehende Formantilter, .ischung mehrerer Oszillator­ frequenzen im Ringmodulator, I ntensitätsverlauf des jeweils angespielten K langs u. dgl. Bei den Synthesizern lassen sich generell zwei Aufbauvarianten unterscheiden :

B i ld I zeigt den Gesamtaufbau des Synthesizers, dessen generelle Funktionsweise im folgenden erläutert werden soll . Ü ber die Tastenkontakte I . . . n des Manuals werden die Spalten einer Diodenmatrix angesteuert, an deren 6 Zeilenausgängen ein dem jeweils geschlossenen Tastenkontakt entsprechendes, BCDkodiertes Wort ansteht. U m zum einen die Kontakte des Manuals bezüglich Strom zu entlasten sowie zum anderen einen externen BCD-Eingang zu realisieren, wurde in jede Signalleitung ein RTL-ODER-Giied eingefügt. Sobald eine oder mehrere Signal­ leitungen H-Potential führen (d. h., wenn ein Tastenkontakt ge­ schlossen ist), wird in der Triggerschaltung ein Triggerimpuls von I ms Dauer sowie ein der Dauer des Tastenanschlages entspre­ chendes TTL-Triggersignal erzeugt. Außerdem stehen die inver­ t.ierten G rößen zur Verfügung. Der positive Triggerimpuls er­ scheint mit etwa 2 Gatterverzögerungen am Schiebetakteingang links der beiden als Speicher benutzten Links-Rechts-S � hiebe­ register D 1 95, wodurch das 6-bit-Wort, das an den I nforma­ tionseingängen des Speichers ansteht, in den Speicher übernom­ men wird und an den Sp�icherausgängen erscheint. Mit jedem Tastenanschlag laufen die beschriebenen Prozesse in gleicher Weise ab. Die Speicherausgänge werden zum einen an die BCD­ Ausgangsbuchse geschaltet, um ein externes Play-memory anschließen zu können, zum anderen gelangt das Speicherwort an die 6 Eingänge eines Digital/Analog-Wandlers. Der D/A-Wand·

Modulare Systeme sind ständig durch weitere gleiche oder neue Funktionsblöcke ausbaufähig. Die Yerknüpfun6smöglichkeiten der Moduln sind größer als beim Kompaktgerät. Allerdings ist die Programmierung, um ein gefordertes K langgeschehen zu er­ zielen, kompliziert und zeitaufwendig. Modular aufgebaute Synthesizer eignen sich deshalb nicht für den Live-Einsatz; sie sind jedoch vorzüglich für die Studioarbeit brauchbar. Kompaktsynthesizer dagegen sind bezüglich der Kombination der Funktionsblöcke fest untereinander geschaltet. Durch Regler und Schalter kann die Wirkung der einzelnen Moduln beeinlußt werden. Für eine schnelle Umprogrammierung existieren bei einigen Fabrikaten Festregister, die durch einen Knopfdruck abgerufen werden können. Der in diesem Beitrag vorgestellte Synthesizer ist ein Kompakt­ gerät, das zur Klasse der Mikrosynthesizer gerechnet werden

Ü bersichtsplan des Synthesizers

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Aufbau des Synthesizers

2.

- modularer Aufbau ; - Kompaktsynthesizer.

Bild I

( Blatt ! )

muß. Er stellt mit einem VCO, einem Filter mit Konturgenerator ADSR und einem Hüllkurvenformer mit A DSR sowie einigen Hilfsgeneratoren die M indestvariante bezüglich der erforder­ lichen Fun'ktionsblöcke dar. Ähnlich sind jedoch viele kommer­ zielle Synthesizer aufgebaut (z. B. Miromoog). Bereits mit dieser Minimalvariante lassen sich zahllose unterschiedliche Klang­ farben und dynamische K langstrukturen erzeugen.

Einleitung

I.

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Musikelektronik und

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!er erzeugt eine dem jeweiligen BCD-kodierten Wort äquivalente Ausgangsspannung. Dieses Ausgangssignal wird üblicherweise mit KC/in, d. h. keyboard-contro/ /inear, bezeichnet. Ober einen . Umschalter gelangt das K C!in-Signal an die Portamento-Schal­ tung. An die Eingangsbuchse E3 können im Bedarfsfall andere analoge Steuergrößen gelegt werden, die über den Umschalter wiederum an den Eingang der Portamento-Schaltung gelangen. Die Portamento-Schaltung gestattet sprunghafte oder gleitende Änderungen des KC!in-Signals - je nach Einstellung des ent­ sprechenden Potentiometers. Somit wird die Tonhöhenänderung des VCO bei Tastenwechsel entweder abrupt oder gleitend (Porta­ mento) sein. lm folgenden Summierer wird das KC!in-Signal m i t weiteren Steuergrößen, wie rosa Rauschen, ausgewählten Signalen aus dem Signalsatz der Hilfsgeneratoren, dem Kontursignal des ADSR und einer Steuergröße zur Sti m mung des Oszillators, ge­ mischt. Das Summensignal gelangt anschließend zum Antilog­ Konverter, der die exponentielle Abhängigkeit des VCO-Steuer­ signals vom KC!in-Signal realisiert. Das konvertierte Signal wird mit KCexp bezeichnet. Auf die Notwendigkeit dieser Konvertie­ rung soll nicht eingegangen werden ; sie wurde in [ I ] ausführlich erläutert. Mit dem KCexp-Steuersignal wird der VCO (voltage-controlled oscillator), der aus den Funktionsblöcken bipolares Koefizien­ tenglied, I n tegrator und Schwellwertschalter besteht, in seiner Frequenz gesteuert. Der VCO arbeitet nach dem Dual-slope-Ver­ fahren, woraus sich 2 Ausgangssignalformen ergeben : ein sym­ metrisches Dreieck- und ein symmetrisches RechtecksignaL Das Rechtecksignal wird einer 4stuigen binären Teilerkette zugeführt, so daß 5 Rechtecksignale mit jeweils halbierter Frequenz zur Verfügung stehen. M i t RC-Diferenziergliedern werden weitere 5 Audiosignale mit »Strings«-Charakter gewonnen. Das Dreiecksignal gelangt zu einem Sinusformer, der es in ein sinusförmiges Signal konvertiert. Aus dem sinusförmigen Signal wird eine Wechselspannung doppelter Frequenz gewonnen, so daß der Mixereinheit folgender Audiosignalsatz angeboten wird : weißes Rauschen, nadelförmige Impulse, Rechteckimpulse, ein Dreiecksignal, ein Sinussignal und ein Halbwellensignal doppelter Frequenz. Das Audio-Summensignal gelangt anschließend entweder über das spannungsgesteuerte Filter VCF (voltage-controlleq-ilter) bzw. direkt an den spannungsgesteuerten Verstärker VCA (voltage-controlled-ampliier). Der positive Triggerimpuls und das Triggersignal gelangen an die Eingänge von 2 ADSR-Konturgeneratoren (ADSR attack, decay, sustain, release, also Anstieg. Abfall, Halte- bzw. Stütz­ phase, Restnachklang nach Loslassen der Taste). Das Ausgangs­ signal des einen A DS R-Generators kanR direkt bzw. invertiert dem VCF-Steuersummierer zugeführt werden. M i t jedem Tasten­ anschlag ändert sich die Filtermittenfrequenz analog dem Kon­ tursignaL Der VCF-Steuerspannungssummierer erhält weitere Steuer­ signale : rosa Rauschen, invertiertes KCiin-Signal sowie (über einen Auswahlschalter) die gesamten Steuersignale der H ilfs­ generatoren. Die Steuersteilheit des Filters entspricht mit etwa I ,6 V/Oktave der Steuersteilheit des VCO. Dadurch läßt sich die Filtermittenfrequenz per Tastatur in Reinstimmung spielen. Da das Filter, wie i n Abschnitt 3.6. noch dargelegt wird, als Oszilla­ tor betrieben werden kann, steht somit ein zweiter VCO zur Ver­ fügung. Das Ausgangssignal des zweiten ADSR-Konturgene­ rators steuert den VCA, wodurch dieser zum H üllkurvenformer wird. Eine integrierte 5-W-Endstufe ist als Kopfhörerverstärker bzw. als Treiber für eine kleine Box vorgesehen. Für Obungs­ zwecke·sowie für Programmierexperimente reicht diese Leistung in den meisten Fällen aus. Zuletzt seien noch kurz die vorhande­ nen H i l fsgeneratoren erwähnt. Es sind das ein Rauschgenerator, der weißes und niederfrequentes rosa Rauschen liefert, ein von etwa I ,5 bis 30 Hz einstellbarer Sinusgenerator, ein Rechteck­ former, der das Sinussignal in ein Rechtecksignal umformt, und 2 in Reihe geschaltete B inärteiler, die Rechteckspannungen von halber und von einem Viertel der Frequenz sowie ein steigendes und fallendes Treppensignal erzeugen. Ein stabilisiertes Netzteil liefert die 3 Betriebsspannungen + 1 5, - 1 5, + 5 V (TTL) gegen 0.

3.

Schaltungsbeschreibungen der einzelnen Leiterplatten

Die Funktionseinheiten gemäß Bild I wurden nach praktischen Gesichtspunkten auf Leiterplatten zusammengefaßt. Möglichst geringer Verdrahtungsaufwand zum einen und die begrenzte Kontaktzahl der Leiterplatten zum a nderen sind die beiden dia­ metralen G rößen, zwischen denen ein Optimum zu inden ist. Der Verfasser hat für den Aufbau des Instruments Universal­ leiterplatten vom Typ 1 3401 bzw. EXP 20 verwendet, die sich hervorragend für diesen Zweck bewährt haben.

3. 1.

Diodenkodlermatrix, RTL-Oder, Trigger und Speicher (LP 1 )

D i e folgenden Erläuterungen beziehen sich auf B i l d 2. D i e digi­ tale Keyboardschaltung ist für ein dreioktaviges Manual von C = 1 30,8 Hz bis h 1 = 987,7 Hz ausgelegt. Die Sammelschiene eines Orgel- bzw. selbstgebauten Manuals (Hinweise dazu indet der Leser in [2]) erhält eine positive Spannung von 7,5 V. Ober den jeweiligen Emitterwiderständen R l 3 bis R l 8 müssen + 5 V stehen, sobald einer der Kontakte I bis 36 geschlossen wurde. Die steuernde Spannung muß deshalb um UnE � 0,7 V und ( I bis 2) U0 (� 0,7 bis I ,4 V) höher sein. Wenn einer oder mehrere Transistoren geöfnet sind, gelangt H - Pegel über die Dioden D68 bis D73 an den Eingang des TTL-Negators G I , wodurch sein Ausgangspegel von H nach L springt. Dieser H/L-Sprung wird übe� C l diferenziert und startet das aus G2 und G3 bestehende Monolop. An Ausgang 1 4 bzw. 1 5 erscheint ein positiver bzw. negativer Impuls von etwa I ms Länge. Der positive Impuls ist gegenüber dem 6-bit-Wort um etwa 2 G atterschaltzeiten verzö­ gert. Dieses Wort steht quasi gleichzeitig an den Dateneingängen A, 8, C, D der Speicher D / 95. Der Impuls gelangt zu den Takt­ eingängen für LinkssciJieben und bewirkt die Übernahme der anstehenden Information in den Speicher. Die internen Fliplops werden also durch die Informationssignale derart gesetzt, daß ein am Informationseingang anstehendes H am dazugehörigen Aus­ gang Q. ebenfalls als H erscheint. Das gespeicherte Wort bleibt so lange im Speicher, bis durch erneuten Tastendruck ein anderes Wort eingeschrieben wird.

3.2.

D/A-Wandler und PortamentoSc.altung (LP 2)

An Bild 3 soll die Funktionsweise li"eser Schaltung erläutert wer­ den. Die Ausgänge QA, bis Q01 und QA11 , Q811 auf LP I sind an die Eingänge 9 bis 14 qer LP 2 angeschlossen. Das niederwertig­ ste Bit 2° ( � C = 130,8 Hz) liegt an 9, das Bit 2 5 dementspre­ chend an 1 4. Beim D/ A-Wandler handelt es sich um einen Subtrahierer mit Elektrometereingang, dessen Theorie i n {3] genauer nachzulesen ist. Solange alle Eingänge L-Pegel führen, sperren die Transi­ storen TI bis T6, wodurch die Bewertungswiderstände R7 bis R27 unwirksam sind. Am nichtinvertierenden Eingang des OPVI liegt die über den Teiler R28, R32 halbierte Z-Spannung von D I . Durch die Gegenkopplung des Operationsverstärkers J S I stellt sich die Spannung am invertierenden Eingang auf den gleichen Wert ein, d. h., der Ausgangspegel muß zwangsläuig Masse­ potential annehmen, also 0 V. Erhält jetzt 9 H-Potential, wird Rl leitend und legt die Reihenschaltung R7 bis R I O an M asse. Der vom Knotenpunkt (invertierender Eingang) abließende Strom würde den Spannungspegel an diesem Punkt absenken. Das wird automatisch durch den Gegenkopplungsmechanismus mit einer Erhöhung der Ausgangsspannung ausgeregeiL Leitet beispielsweise T2, so wird die Reihenschaltung R l l , R l 2 wirk­ sam. Ein doppelt so hoher Strom ließt vom Knotenpunkt nach Masse ab, so daß sich die Ausgangsspannung des OPVI (IS I ) gegenüber dem beschriebenen Fall I verdoppelt. Aus diesen kurzen Darlegungen läßt sich die Wirkungsweise des D/A· Wandlers weiter ableiten. Mit jedem höherwertigen Bit der Ein­ gangsinformation verdoppelt sich die Ausgangsspannung - alle digitalen Zwischenwerte sind durch entsprechend BCD-kodierte Eingangsbelegungen realisierbar. Das Ausgangssignal wird des­ halb mit KCiin bezeichnet. Die Ofsetspannung bei ofenen Jn­ formationseingängen wird mit R36 kompensiert, d. h., die Aus­ gangsspannung an 7 stellt sich damit auf exakt 0 V. Danach er-

SCH A LTU N G S SA M M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982 Ka itel 4

Blatt

4-12

- Musikelektronik und Efektschaltungen

Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 1 09

( Blatt 2)

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Bild 2 Stromlaufplan der Leiterplatte L P I mit den Funktions­ blöcken Diodenkodiermatrix, RTL-OD E R , Trigger und Speicher

Bild 3 Stromlaufplan der Leiterplatte LP 2 mit D/A-Wandler und Portamento­ Schaltung

15V --1-�2 +

9

II

'

6

SI

hält 1 4 H-Potential. Die Referenzspannung a m nichtinvertieren­ den Eingang wird mit R30 so eingestellt, daß am Ausgang 7 eine Spannung von + 5 V erscheint. Der folgende OPV ( I S2) ist als Elektrometerverstärker geschaltet. Sein dynamischer E ingangs­ widerstand ist in dieser Betriebsart sehr hoch (etwa I G!1). Span­ nungssprünge am Ausgang von OPVJ werden durch das R/C­ lntegrierglied, bestehend aus PI und C5, verzögert und ver­ schlifen. Die Tonhöhe des folgenden VCO wird also nicht ab­ rupt, sondern gleitend geändert (Portamento). Je nach Einstel­ Jung von PI erfolgt eine schnelle oder langsame Portamento-Be­ wegung. Über R39 und über das Einstellpotentiometer R38 wird der notwendige Ei ngangsstrom zur Verfügung gestellt. R38 wird dahin gehend eingestellt, daß bei Verändern von PI keine hör­ baren Tonänderungen des VCO auftreten. Diese Einstellung kann demzufolge erst vorgenommen werden, wenn der Oszillator einschließlich der erforderlichen Funktionsblöcke angeschlossen ist. Die Diode D2 an IS2 verhindert ein Latch up des OPV.

3.3.

Eingängen (7 bis 1 0) liegen die Steuersignale KCiin, Hilfsgenera­ toren, rosa Rauschen und KontursignaL Es ist zu beachten, daß Summierer die Eingangsinformationen i nvertieren. Das KCiin­ Signal, das man sich als eine von 0 nach + linear ansteigende Treppe vorstellen darf (für den Fall, daß alle Tasten des Manuals in gleichmäßiger Folge vom tiefsten zum höchsten Ton ange­ schlagen werden), wird durch die l nvertierung eine von 0 nach - 5 V laufende Treppe. Durch die negative Spannung an I I , die mit dem Stimmpotentiometer PI eingestellt wird, erreicht man eine Potentialverschiebung am Ausgang von O PVI . Die tiefste Taste des Manuals bewirkt eine Spannung von + 5 V am Aus­ gang des Summierers, während die höchste Taste ( = r, I ) eine Ausgangsspannung von etwa + 0, 1 V anstehen läßt. Diese Pegellage ist erforderlich, weil der anschließende Antilog-Kon­ verter (Exponential konverter) seinen höchsten Ausgangsstrom aus Anschluß 7 von JS3 abgibt, wenn die Steuerspannung am Steilheitssteller R l 4 0 V beträgt. Dieser Fall bedeutet, daß die Basis von Tl des Transistorarrays I S3 über R l 5 an Masse liegt. Der nichtinvertierende E ingang des OPV ( IS2) liegt über R I O a n Masse. Folglich wird sich die Ausgangsspannung des OPV derart einstellen, daß am Knotenpunkt I (inverti:render Ein­ gang) Massepotential herrscht. Ü ber R l l ließen etwa

VCO-Steuerspannungssummierer, Antilog-Konverter und //V-Wandler (LP 3)

I=

Grundlage der Erläuterungen ist Bild 4. Damit die Relation von KCJin-Signal und anderen Modulationsgrößen, wie Tremolo­ signal oder rosa Rauschen, konstant bleibt, müssen diese bereits vor der Antilog-Konvertierung gemischt werden . Das über­ nimmt OPVI (I S I ), der als Summierer geschaltet ist. Mit PI wird die Stimmung des I nstruments vorgenommen. An den weiteren

15 v + ub = --= 0, 1 5 mA R1 1 00 ki2 1

in den Knotenpunkt. Die Ausgangsspannung von OPV2 verschiebt sich in negativer Richtung, bis der Transistor T l der !S3 so weit aufgesteuert ist,

•

•

•

• 6

I33n

lk

R15

�-VJ C6 --1

Bild 4 Stromlaufplan der Leiterplatte L P 3 mit den G rundschaltun­ gen VCO-Steuer­ spannungssummierer, Anti Iog-Konverter und I/V-Wandler

S C H A LTU N G S SAM M L U N G Kapitel 4

-

·

Dritte L ieferung · 1 982

Musikelektronik und Efektschaltungen

Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 1 09

•

d a ß e i n Strom von 0, 1 5 mA m i t umgekehrter Polarität in den Summenpunkt (Knotenpunkt) ließt. Damit wird die Summe der zuließenden gleich der Summe der abließenden Ströme. Die Kirchhofsche Knotenbedingung ist erfüllt ; das Potential des Knotens beträgt 0 V. Die Basis des Transistors T2 von I S 3 ist direkt gegen Masse geschaltet, so daß bei gleichem Stromver­ stärku n gsfa ktor ß ein gleich großer Strom negativer Polarität aus Anschluß 7 über R l 6 in den Knotenpunkt des als I/ V-Wand­ ler geschaltete'n OPV3 ( I S4) ließt. Da auch dieser Knotenpunkt virtuelles Massepotential hat (nichtinvertierender Eingang des OPV3 liegt an Masse), wird der Transistor T2 der I S 3 ebenfalls, wie T l , im ausgangsseitigen Kurzschl ußbetrieb gesteuert. Der Ausgangsstrom folgt, über ß verknüpft, dem Basisstrom, der be­ kanntlich eine exakte exponentielle Funktion der Basisspannung U8E darstellt. Die Ausgangsspannung des 1/ V-Wandlers OPV3 ( I S4) wird mit R 19 eingestellt. Sie ergibt sich zu Ua I, R und variiert in der Schaltung zwischen 50 mV und 1 ,5 V. Die U msetzsteilheit von etwa 1 ,6 V/Oktave für den VCO wird mit R l 4 zusammen mit den restlichen Baugruppen des VCO ein­ gestellt. Mit R l 7 wird der Eingangsstrombedarf des OPV3 kom­ pensiert, da dieser die exponentielle Funktion bei sehr kleinen 5 bis 10 1-A) verfälschen würde. Die Eingangsströmen (bei 1. Einstellung von R 1 7 kann ebenfalls erst mit angeschlossenem VCO erfolgen. =

=

•

3.4.

VCO ' (LP 4), bestehend aus bipolarem Koefizientenglied, Integrator und Schwellwertschalter

Bild 5 zeigt den Stromlaufplan dieser Leiterplatte. Die an 7 an­ liegende positive Steuergröße ( Ausgangssignal des 1/ V-Wand­ lers von LP3) erscheint bei nicht durchgesteuertem Transistor T l mit gleichem Betrag und gleicher Polarität a m Ausgang des bi­ polaren Koeffizientenglieds I S I . Ü ber Rl 0 ließt demzufolge ein positiver Strom in den Knotenpunkt des I ntegrators IS2 (inver­ tierender Eingang). Der l ntegrationskondensator, der zwischen Ausgang und Eingang geschaltet ist, beindet sich außerhalb der Leiterplatte und wird umschaltbar ausgeführt, d. h., sein Wert läßt sich verdoppeln oder halbieren. Der positive Eingangsstrom läßt die Ausgangsspannung zeitlinear negativ werden . Diese negativ werdende . Spannung liegt nach Teilung um 1 /2 am invertierenden Eingang des Schwellwert:halters IS3. Der Schwellwertschalter beindet sich zu diesem Zeitpunkt in der negativen Kipplage (d. h. Ua = - 6,2 V), da die Eingangs­ spannung vorher positiv war. Etwa 1 / 5 der Ausgangsspannung liegt am nichtinvertierenden Eingang der IS3. Dieser halbe Hy­ steresebetrag ist durch den Widerstandsteiler R l 7 und R l 6 ein­ gestellt. Ü bersteigt nun die negative Spannung am inv� rtierenden

( Blatt 3)

B latt

4-13

Eingang diesen Hysteresewert, kippt die Schaltung spontan in den zweiten stabileh Zustand, d. h., die A usgangsspannung beträgt jetzt + 6,2 V, und am nichtinvertierenden Eingang liegen in die­ sem Schaltzustand etwa + 1 ,7 V. Durch die zuvor gesperrte Diod e D l und den Basisschutzwiderstand R9 ließt während die­ ser Halbperiode ein Basisstrom in den invers geschalteten Transi­ stor T l , der dadurch den nichtinvertierenden Eingang nach Masse durchschaltet. Dadurch wird I S I zum invertierenden Verstärker mit v0 I . Die Eingangsgröße erscheint wiederum mit gleichem Betrag, jedoch mit vertauschter Polarität am Ausgang des OPV. Die Ausgangsspannung des I ntegrators läuft deshalb in die ent­ gegengesetzte Richtung bis zum Erreichen der positiven Hysterese­ schwelle an I S3, wodurch diese zurück kippt und dadurch T l wieder sperrt. Ein gleicher Zyklus wie der beschriebene läuft ab. Am Ausgang des I ntegrators steht deshalb eine um 0 symme­ trische Dreieckspannung zur Verfügung und am Ausgang des Schwellwertschalters eine Rechteckspannung. I m gesperrten Zu­ stand des Transistors T l verursacht der Eingangsstrom des OPV O S I ) einen geringen Spannungsabfall an R5, der zu Abweichun­ gen der Proportionalität im unteren Frequenzbereich, also bei Eingangspegeln der Steuerspannung von wenigen M il livolt, führt. Mit R2 wird im unteren Frequenzbereich, d. h. bei Ein­ gangssteuerspannungen um I 0 bis 20 m V, eine symmetrische Dreieckspannung durch Sichtkontrolle am Oszillografen ein­ gestellt. Die Steuerspannung an 7 beträgt beim tiefsten Ton in der 8 '- Lage (C = 1 20,8 Hz) etwa 100 mV, so daß die vorange­ gangene Einstel lung bei einer etwa I Ofach k leineren Steuerspan­ nung voll den praktischen Erfordernissen entspricht. Im Sinne der Erhöhung der Slew-rate wurde die Frequenzkompensation zwischen Anschluß 3 und 1 2 bei IS3 fortgelassen. Geringe Ab­ weichungen der Proportionalität zwischen U" und .f im oberen Frequenzbereich werden bei der Eichung im jeweiligen Bereich (4', 8' und 1 6') mit den Einstel lpotentiometern, die in Reihe mit den I ntegrationskondensatoren liegen, beseitigt. Theoretische Darlegungen zu VIf:Wandlern indet der Leser in [3], [4) und [5). =

3.5.

Sinusformer, Frequenzverdoppler, Frequenzteiler und Audiosignalmixer (LP 5)

Bild 6 zeigt den Stromlaufplan dieser Leiterplatte. Das dem Ausgang 9 von LP4 entnommene Dreiecksignal mit einer Span­ nungshöhe von U" = 5 V gelangt an den Eingang 7 von LP 5 einer Sinusformerschaltung nach [6], bei der die Dioden im Ge­ genkopplungszweig liegen. Zu dem festen Gegenkopplungs­ widerstand R l 2 werden mit steigender positiver oder negativer A usgangsspannung durch die sich öfnenden Dioden weitere Widerstände ( R I I , R l 0, R9) parallelgeschaltet. Dadurch sinkt die Verstärkung des OPV (IS I ). Bei Ua = ± 5 U0 überbrücken 2

+ 75 V

- 15 V IS 1 .

.

IS 3 :

A 109

Bild 5 Stromlaufplan der Leiterplatte L P 4. die den VCO ­ bestehend aus bi­ polarem Koefi­ zientenglied, I nte­ grator und Schwell­ wertschalter - ent­ hält

Bild 6 2 +15 V -" . Stromlaufplan der Leiterplatte L P 5 m i t den Funktions­ blöcken Sinusformer, Frequenzverdoppler, Frequenzte iler und Audiosignalmixer

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3 - 15 V -� 4 � -

6 x 33k R 15

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17 18

P3

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schließlich alle geöfneten Dioden den Gegenkopplungswider­ stand R l 2, und die Ausgangsspannung wird dadurch auf diesen Wert begrenzt. M i t R7 stellt man auf saubere Sinuskurve, mit R4 auf Symmetrie nach visueller Beurte ilung am Oszillografen ein. Qie Ausgangsspannung gelangt zum einen über 18 an das Po­ tentiometer P4 der Mixereinheit und zum anderen an den N F­ Übertrager Tr i , der eine Primärinduktivität von gleich oder größer als I H haben sollte. Jede der sekundären Wicklungs­ hälften soll die gleiche Windungszahl wie die Primärwickel auf­ weisen. Am besten eignet sich eine Schalenkernspule 36 x 22 mit

20

19

P5

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6x 25k

.eile s Rauschen

einem A L-Wert von 630 und einem Spulenkörper mit 3 Kammern. Alle 3 Kammern werden mit Draht, 0, 1 -mm-CuL, vollgewickelt. Bei gleichem Wickelsinn wird das Ende der einen Sekundärwick­ lung mit dem Anfang der zweiten verbunden. Diese Verbindung ist der erforderliche M ittelabgrif. Die Doppelweggleichrichtung mit D2 und D3 erzeugt ein Halbwellensignal doppelter Frequenz, das an 1 6 erscheint und an P3 der M i xereinheit angeschaltet ist. Das von 6 auf LP4 abgegrifene Rechtecksignal mit einer Span­ nungshöhe von U" = 1 4 V liegt an 8 der LP5. Während die negativen Halbwellen durch die Diode Dl gesperrt werden,

•

•

•

B NF·Dngang 0

..

1V

151 :A 09

/S i u. Tl . . TB

· SC 239c

Bild 7 Stromlaufplan der Leiterplatte L P 6 mit VCF-Steuer­ spannungssummierer und spannungs­ gesteuertem Filter

SCHALTUN G S SAM M LUNG Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 4

-

Musikelektronik und Efektschaltungen

Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 1 0 9

•

•

•

•

steuern die positiven Halbwellen den Transistor Tl durch. Das negierte und belastungsfähige Signal wird an den Zähleingang für Vorwärtszählen des 4stuigen Binärzählers D 193 ange­ schlossen. An seinen Ausgängen QA bis Q0 kann eine jeweils in der Frequenz halbierte rechteckförmige Spannung abgegrifen werden. Die tiefen Rechtecklagen 64' und 32' sind für die musi­ kalische I n terpretation kaum zu verwenden, für technische Zwecke, für Geräuschimitationen usw. jedoch nutzbar. M i t den Kondensatoren C2 bis C6 und mit dem Nennwiderstand von P I werden die Rechteckspannungen diferenziert, wodurch ein mit Strings bezeichnetes nadelförmiges Signal entsteht. An der Mixereinheit stehen somit 6 unterschiedliche Audio­ signale zur additiven K langsynthese bereit, wobei über Wahl­ schalter die Fußlage des Rechtecksignals und des Nadelsignals ausgewählt werden kann . Die Schleifer von P I bis P6 sind mit den E ingängen des Audiosummierers verbunden, der das Sum­ mensignal an den Ausgang 6 liefert.

3.6.

Spannungsgsteuertes Filter VCF (voltage-controlled ilter) , (.P 6)

Die in Bild 7 vorgestellte Schaltung beruht auf einer von R. Moog entwickelten Konzeption. [ I ) enthält dazu einige t heoretische Darlegungen. Die Funktionsweise soll daher nur in groben Zügen dargestellt werden. Das Transistorarray I S2 wirkt als Diferenz­ verstärker mit steuerbarer Stromquelle im gemeinsamen Emitter­ zweig. Als Kollektorwiderstände werden in Reihe geschaltete Transistoren benutzt, deren Basen jeweils um l ,5 V aufgestockt sind. Der von der Stromquelle gelieferte Strom teil t sich gleich­ mäßig auf die beiden Stromzweige auf. Bei einem äußerst ge­ ringen Strom je Pfad öfnen die Transistoren nur sehr wenig, d. h., Ein- und Ausgangswiderstände der i n Basisschaltung betriebenen Transistoren sind relativ hoch. ln Verbindung mit den Konden­ satoren C8 bis C l ! liegt dementsprechend ein> Reihenschaltung mehrerer Tiefpässe vor, so daß es zu einer Phasendrehung sowie zu einem Amplitudenabfall der am Emitter von T7 und TB ent­ nommenen N F-Wechselspannung gegenüber der an 8 eingespei­ sten N iederfrequenz kommt. Der. als Spannungsverstärker arbei­ tende OPV2 (I S3) ist so angeschaltet, daß das N F-Signal wiederum um 1 80° gedreht wird. Das am Schleifer von P I abgegrifene und i n 7 eingespeiste Ausgangssignal des Filters wird für die 1 80°­ Frequenz phasenrichtig in das Filter eingespeist. Bei genügend

(Blatt 4)

Blatt

4-14

rückgeführter Energie ändert die Schaltung i hr Verhalten vom Tiefpaß zum Bandpaß und schließlich zum Oszillator. R2 1 wird so eingestellt, daß bei Rechtsanschlag von Pl (maximale Rück­ kopplung) die Schwingung i m gesamten Frequenzbereich nicht abreißt. Mit R l 2 wird die gleiche Frequenzsteilheit von etwa I ,6 V/Oktave wie beim VCO eingestellt. Der Stromq uellen­ transistor der I S2 arbeitet als exponentielle Stromquelle, so daß das oszillierende Filter vom Manual aus in Reinstimmung ge­ spielt werden kann. Dazu ist das KC!in-Steuersignal an den VCF­ Summierer geschaltet, in dem es mit weiteren Steuergrößen ge­ mischt wird. Das sind : Kontursignal direkt oder invertiert, rosa Rausc hen, Stimmung inklusive manueller Steuerung und ie Hilfsoszil latorspannungen. ·Bi l d 8 zeigt ein spannungsgesteuertes Filter, das nach dem gleichen Prinzip arbeitet. Die Transistoren sind lediglich durch Dioden ersetzt worden. Die Dioden sollten im Sinne gleicher Kennlinieneigenschaften aus einer Fertigungs­ charge stammen. Anderenfalls müßten die Diodenkennlinien bei geringen Strömen (im Bereich zwischen 10 LA und 0,5 mA) ge­ messen und Exemplare mit annähernd gleichen Eigenschaften ausgelesen werden.

3. 7.

Spannung�gesteuerter Verstärker VCA (voltage-controlled ampliier) und NF-Endstufe (LP 7)

Bild 9 zeigt den Stromlaufplan dieser Leiterplatte. Das Audio­ signal, das vom Audiomixer bzw. vom VCF abgegrifen wird, erhält vom spannungsgesteuerten Verstärker VCA eine durch den Tastenanschlag ausgelöste Konturmodulation. Das Kontur­ signal (auch »envelope« genannt) wird vom ADSR-Generator erzeugt und gelangt an den Steuereingang 9 des VCA. Der VCA stellt schaltungstechnisch eine Variante eines Einquadranten­ multiplizierers dar und wurde in (7] näher erläutert. M i t R3 wird ein maximaler NF-Pegel von 1 0 mY eingestellt. Da das NF­ Signal relativ klein ist, sollten in jedem Fall rauscharme N F­ Transistoren vom Typ SC ]39 d eingesetzt werden. Bei der maximalen Steuerspannung von + 6 V beträgt die Verstärkung der Stufe 30 dB, so daß etwa 300 mV N F- Pegel über den Koppel­ kondensator C3 an der Reihenschaltung von Rl 2 und dem Pegel­ steller R l l anliegen. M i t Rl l wird ein E ingangspegel von 30 mV am Anschluß 6 der ! S I eingestellt. An den Ausgang 6 kann eine kleine Lautsprecherbox mit einem Z von wenigstens 4 n an­ geschlossen werden. Bei Kopfhöreretrieb und bei abgeschalte-

PI

•

lOk

7

!S I 01

8 3.0 0 0 12 : A Y 42

Bild 8

VCF m i t Dioden als regelbare Tiefpaßwiderstände

---�2

+ J5V

NF Ue max 2V

Rl Ok R2 30k R3 2,5k

Ust -J-. +0,5 . . -6V

tem Lautsprecher muß jedoch zur Ableitung des Reststroms von C l 4 ein ohmscher Ersatzwiderstand von 1 0 0/4 W an Stelle des Lautsprechers angeschlossen werden. An dieser Stelle wird das F-Signal für die Ansteuerung externer Leistungsverstärker aus­ gekoppelt.

3.8.

Konturgenerator ADSR (LP 8)

Bild I 0 zeigt den Stromlaufplan eines vom Verfasser entwickelten ADSR-Konturgenerators. · Der Konturgenerator ist mit dem OPVI (!S I ) aufgebaut. IS2 wirkt lediglich als Impedanzwandler, damit ein belastungsfähiges Signal gewonnen wird. IS3 ist als invertierender Summierer geschaltet ; sie invertiert das KCiin­ Signal für den Steuersummierer des VCF und l iefert die inver­ tierte Form des A DSR-Signals. Die Funktionsweise des Kontur­ generators läßt sich folgendermaßen beschreiben : IS I ist als hysteresebehafteter Komparator geschaltet und hat in Normal­ lage negatives Potential ( - 1 4 V) am Ausgang. Der nichtinver­ tierende Eingang liegt ebenfalls auf negativem Potential, das mit dem Rückkopplungswiderstand R3 und mit der Diode Dl auf etwa - 0,6 V geklemmt ist. Ein an 1 3 erscheinender positiver

B i ld 9 Stromlaufplan der Leiterplatte 7 mit den Funktions­ blöcken spannungs­ gesteuerter Verstär­ ker VCA und NF­ Endstufe

Triggerimpuls von etwa 1 m s Dauer öfnet zum einen · den Transi­ stor T2,' der seinerseits den Ladekondensator C4 entlädt, falls dieser noch Ladung besaß, und kippt zum anderen den Kompa­ rator in die zweite stabile Lage. Die positive A usgangsspannung von IS I öfnet die Diode D3, so daß ein Ladestrom für C4 über den äußeren Steiler P2 (attack) ließt. Mit diesem Steiler wird demzufolge die Aufladezeit bestimmt. Die positive A usgangs­ spannung an I S I öfnet auch die Diode D4 und steht somit über R5. Damit sind die Dioden D5 und D6 gesperrt. Während des Aufladevorgangs von C4 kann also kein Strom vom Ladekon­ densator abließen. Übersteigt nun die Ladespannung von C4 die Z-Spannung der Diode D2 ( U, = 7,5 V), beginnt ein ge­ ringer Strom über R l zu lieen. Übersteigt die positive Spannung von Rl die Flußspannung vo. D I , kehrt die wirksame Diferenz­ spannung an den E ingängen der I S I ihre Polarität um, und der Ausgang kippt wieder nach - Ub zurück. Die Dioden D3 und D4 sperren ; die positive Sperrspannung für D5 und D6 fehlt, so daß jetzt ein Entladestrom von C4 über den äußeren Steiler P3 (decay) nach M asse abließt. Die Entl adungsgeschwindigkeit wird somit nur von der Einstellung an P3 bestimmt. Während der Dauer des Tastenanschlags wird der Transistor Tl gesperrt und führt an seinem Kollektor + Vb-Potential. An P l

•

• " su stain l?vet"

Triggereingang

11attack"

••

L Triggerimpuls

-15 V

positiver

• - KC-Iinear - VCF- Steuersigna/­ summierer IS 1 . . /S 3 : A 109 01, 03 . . 07 : SA Y42

Bild 1 0 Stromlaufplan der Leiterplatte LP 8, Konturgenerator ADSR und Steuer­ signalinverter

B latt

SCHALTU N G SSAM M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 4

-

Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 1 09

3.9.

+UA

d)

•

(Blatt 5)

kann ein Teil d ieses Potentials abgegrifen werden, das über die Diode D6 am Fußpunktwiderstand R5 steht. Die Entladung von C4 läuft bei entsprechender Einstellung von P I nur bis zu diesem Spannungswert ab. Erst nach Loslassen der Taste wird T l durchgesteuert ; die Kollektorspannung nimmt den Wert 0 V an, und C4 entlädt sich über P3 vollständig. Der A DSR-Kontur­ generator ist retriggerbar, d. h., ein zu irgendeinem Zeitpunkt eintrefender positiver Triggerimpuls setzt den ADSR in Bruch­ teilen einer M illisekunde auf O und startet ihn von neuem. Bild I I zeigt deutlich die Arbeitsweise des ADSR bei verschiedenen Potentiometereinstellungen. Das am Kondensator C4 liegende A D SR-Signal wird durch den Spannungsfotger IS2 hochohmig abgegrifen und belastungsfähig an 14 zur Verfügung gestellt.

•

•

4-15

Musikelektronik und Efektschaltungen

1

•

Hilfsgeneratoren (LP 9)

Bild 1 2 zeigt den Stromlaufplan dieser Leiterplatte. Sie enthält folgende (z. T. miteinander verknüpfte) H ilfsgeneratoren :

6.,<.-_-----

-

Rauschgenerator für weißes und rosa Rauschen ; Sinusgenerator für tiefe Frequenzen ; Rechteckformer ; Binärteiler mit Treppensignalerzeugung.

·Bild 1 1

E inige Verläufe des H üllkurvensignals : a - kurze Attack-Dauer, lange Decay-Dauer, Sustain auf 0; b - lange Attack-Dauer, kurze Decay-Dauer, Sustain auf 0; c - kurze Attack-Dauer, lange Decay-Dauer, Sustain auf 75 % ; d - kurze Attack-Dauer, lange Decay-Dauer, Sustain auf 25 �� ; e - Triggersignal mit einer dem Tastenanschlag entsprechenden Dauer ; , f - positiver Triggerimpuls

- t Bild 1 2 Stromlaufplan der Leiterplatte L P 9 , H ilfsgeneratoren

• 4 TTL -Ub

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010 47ni 0174 47n I

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13

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Manual kontakte

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4 Kodiermatrix Trigger, Speicher

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S9 C1 : C2 : C3 : C4 : C5 : Bild 1 3

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3 2

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3 2 1 VCO - Summierer, 7 Antilog - Konverter 6-7 1/U - Konverter 12 11

St aus -em

S9 3 2 4 1 6�- 8 Sinusformer, 8 9 • Frequenzteiler, 10 - S4 Verdoppler 11 12 1- 7 Audiosummierer � T 14 15 13 0 16 17 18 19 21 C3

_

Portamento k � V- .

Bu 2 Triggerausgange

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3 2 1 9 10 DIA - Wandler 11 12 Portamento - Scha/lung 6 13 14 7 8

6 7

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3 2 14 1 13 7 AOSR-Konturenerator 6 12

P20 Jr 100k

11 10 9

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I I I 1

3 2 4 1 6 --1 -71--1 Hi/fsgeneratoren 8 -IIv 13 -VU 11 .y_ 0-i. 16 12 9 -llL 14 15

2x[

Gesamtstromlaufplan des Synthesizers

•

J

•

• •

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rosa Rauschen weifle! Rausc�en fo fo o/2 f0/4

SCHALTUNG S SAM M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 4

-

Musikelektronik und Efektschaltungen

Musiksynthesizer-Schaltungen mit A 1 09

•

•

Das von der in Sperrichtuns betriebenen Basis-Emitter-Dilde des Transistors Tl erzeugte homogene R auschen in der Größen­ ordnung von I 0 mV wird durch den Wechselspannungsverstärker I S I auf etwa I V verstärkt. An 7 kann dieses Signal abgegrifen werden. G leichzeitig wird das Rauschsignal mit einem Tiefpaß erster Ordnung (RS und CS) geiltert. Das geilterte Rauschen (rosa Rauschen) wird mit dem Verstärker IS2 auf eine Aus­ gangsspannung von maximal U,. = 3 V verstärkt, die an 6 er­ scheint. IS3 ist als Wien-Brücken-Generator beschallet und erzeugt eine niederfrequente Wechselspannung, die sich mit dem Tandem­ potentiometer PI in den Grenzen von I ,5 bis 30 H z verändern läßt. Die Ausgangsspannung kann in einem begrenzten Bereich mit R20 eingestellt werden. Sie sollte U l = 2 V betragen. T2 und die beiden Gatter G I und G2 bilden einen Schmitt-Trig­ ger, der das sinusförmige Signal von IS3 in eine Rechteck­ schwingung mit etwa symmetrischem Tastverhältnis umformt. Zum einen gelangt das Rechtecksignal an 1 3, zum anderen an den Takteingang des Binärteilers FF I . Das in der Frequenz halbierte Signal gelangt wiederum an den Takteingang des Binärteilers F F2 und wird nochmals geteilt. Über Widerstände werden die Ausgangsspannungen der beiden Teiler derart summiert, daß ein fallendes und ein steigendes Treppensignal mit je 4 Stufen entsteht.

4.

•

•

•

Gesamtschaltung und Aufbauhinweise

Die Wirkungsweise des gesamten Synthesizers läßt sich an ' Bild 1 3 gut erkennen. An Bu J kann eine digitale Quelle an­ geschlossen werden, die den VCO steuert. Zur Ü bernahme der Information in den Speicher bedarf es einer TTL-gerechten L-H­ Fianke an Bu 2/Kontakt 1 2 der L P I . Dieser Übernahmeimpuls löst seinerseits den Triggermechanismus im Synthesizer aus. An Bu 4 steht die BCD-kodierte Informatiof! des angespielten Tones zur Verfügung ; an Bu 2 kann der jeweils erforderliche Übernahmeimpuls für einen externen »Spiel-Speicher« (play­ memory) abgegrifen werden. P 22 bis P 24 werden zweckmäßi­ gerweise als Flachbahnpotentiometer nebeneinander in Mixer­ anordnung auf dem Frontplattenabschnitt »Oszillatorbank« montiert. Zu diesem funktionellen Bereich gehören weiterhin der Modulationssignal-Auswahlschalter S2 und der Oktavier-Schal­ ter S3. Die auf der Bedienplatte sinnvoll daneben angeordnete Steilergruppe besteht aus dem Audiomixer mit den Flachbahn­ steilem PI bis P6 sowie den F ußlagenwahlschaltern für Recht­ . eck- und Nadelimpulse, S4 und S5. M i t S9 kann das Audio­ signal vom Eingang des VCF getrennt werden. Soll das Filter als autonome Stimme gespiel t werden, also als zweiter VCO, muß, um M itzieherscheinungen des Oszillators zu vermeiden, dieser Schalter geöfnet sein. Der Frontplattenabschnitt »Filter­ bank« enthält die M ixeranordnung P9 (pink noise), P I O (modu­ lation), P l i (calibration) und P 1 4 (amount of contur), zu der der M odulationssignal-Auswahlschalter S7 zählt. E twas gesondert, aber zur Filterbank gehörend, werden P l 5 (sustain Ievel), P l 6 (decay) und P l 7 (attack) angeordnet . Die letzte Funktions­ gruppe wird mit »Verstärkerbank« bezeichnet und enthält Pl. (audio original) und P l 3 (audio of ilter). M i t diesen Reglern wird das Mischungsverhältnis von originalem und geiltertem Audiosignal gewählt. Wie bei der Filterbank werden P I S (sustain Ievel), P 1 9 (decay) und P20 (attack) angeordnet. Ergänzt wird die Funktionsgruppe durch den Lautsprecherschalter SS und durch die Kopf hörer­ buchse Bu3. Links neben dem M anual werden zweckmäßiger­ weise die sogenannten Spielhilfen angeordnet. Dazu zählen : - Portamento-Steller P7 mit Aus/Ein-Schalter S I ; - Tempo-Steller des Sinusmodulationsgenerators P 2 1 ; - Schalter S9, mit dem das Mitlaufen der F i lter-Resonanzfrequenz in Reinstimmung abgeschaltet werden kann ;

(Blatt 6)

Blatt

4-16

- eventuell ein vertikales Handstellrad von P25 (Modulation des VCO), der in diesem Fall nicht im Steuermixer des VCO montiert ist. Auf diese Schaltung und auf Erläuterungen zum Netzteil wurde aus Platzgründen verzieht�!. Der interessierte Leser indet in der einschlägigen Fachliteratur, z. B. [SJ, [9), genügend Schaltungen und H inweise für die Realisierung. Die 5-V-TTL-Versorgungs­ spannung sollte elektronisch stabilisiert und bis 0,5 A belastbar sein . Die beiden Versorgungsspannungen für die übrige Elek­ tronik müssen sehr ge.au stabilisiert werden (am sinnvollsten 2 stabilisierte Quellen mit integriertem Spannungsstabilisator MAA 723 bzw. OPV A 109 und äußerem Darling/on-Leistungs­ transistor). Die negative Quelle wird mit maximal 200 mA belastet, die posi­ tive Quelle dagegen bis über 0,8 A bei maximaler Leistung der E ndstufe. Dieser Tatsache muß durch ein reichlich dimensio­ niertes Netzteil Rechnung getragen werden.

Literatur [I J Schulze, H.-J. : M usiksynthesizer selbst gebaut, electronica

Band I SO, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1 980 [2J Engel, G.: Elektromechanische und vollelektronische M usik­ instrumente, electronica, Band 1 32 bis 1 35, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, I 975 [3) ietze, U./Schenk, Ch.: Halbleiterschaltungstechnik, Kapi­ tel l O, Springer Verlag, Berlin, Heidelberg, New York 1 974 [4J Autorenkol/ek tiv: M ikroelektronik in der Amateurpraxis, M ilitärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1 980, Abschnitt 2, Kühne, H . , A/D-Vmsetzer [5) Seifart, M.j Bogk, D . : Spannungs- und Stromfrequenzwand­ ler nach dem Jntegrationsverfahn!n, radio fernsehen elek­ tronik 26 ( 1 977) H eft 1 5, Seite 507 [6J Kühne/, Cl. / Poste/, U. : Der elektronische Synthesizer, radio fernsehen elektronik 28 ( 1 979) Heft 2, Seite 1 1 9 bis 1 25, und radio fernsehen elektronik 28 ( 1 979) Heft 3, Seite 1 84 bis J 88 [7J Spannungsgesteuerter Diferenzverstärker, Halbleiterbei­ spiele H FO, Referat in radio fernsehen elcktronik 25 ( 1 976) Heft 1 4, Seite 448 [8] Jakubaschk, H. : Das große Schaltkreisbastelbuch, Militär­ verlag der D D R (VEB) - Berlin, 1 978 [9) Kühne, H. : Schaltbeispiele mit dem Operationsverstärker A 1 09, electronica, Band 1 70, Militärverlag der DDR (VEB) - Berlin, I 979

Die praktische Tabelle

Tabelle Schallplatten-Daten Art

Beispiele

Durchmesser in cm

Normalplatte Mikrorillenplatte (mono) Langspielplatte (stereo) Langspielplatte (stereo) Langspielplatte (mono)

Umdrehungs- R illenzahl breite · in der min i n .m

25 bzw. 30 78 17 45 17 45 30 33 16 30

1 20 55 45 45 55

X I K 25 A ufzeichnungs-Wiedergabekopf m i t einem System (Mono) ü1 Halbspuraufzeichnung (Kassette, Spurbreite I ,45 mm) und der Typnummer 25. X 2 C 43 A ufzeichnungs-Wiedergaekopf m i t 2 Systemen (Stereo) für Viertelspuraufzeichnung (Kassette, Spurbreite 2 x 0,56 mm) und der Typnummer 43.

•

Tabelle Abtastnadel-Kennzeichnung Die farbige Kennzeichnung der Abtastnadel indet man auf dem Nadelträger oder dem Nadelschaft Grün Weiß Gelb

- Saphir für Normalrille - Saphir für M ikrorille (der weiße Punkt kann eventuell entfallen) - Diamant für Mikrorille

weißes Nadelträgerlager blaues Nadelträgerlager gelbes Nadelträgerlager

=

=

=

23 S D 24 S D 231 SD

•

Tabelle Daten zum Magnetband Bandgeschwindigkeiten 1 9,05 cm/s - 9,53 cm/s - 4,76 cm/s 2,38 cm/s Breite des M agnetbandes 6,25 m m bei K assetten 3,81 mm Magnetband-Spurbreiten Halbspur 6,25 mm (mono) Viertelspur 6,25 mm (stereo) Halbspur 3,8 1 mm (mono) Viertelspur 3 , 8 1 mm (stereo)

2 4 2 4

x x x x

2,2 m m .I ,O mm 1 ,45 mm 0,56 mm

•

g

Tabelle Ma netkopf-Typbezeichnung nach TGL 33 985 Eine M agnetkopfbezeichnung besteht aus 4 Stellen : 1 . Stelle

- Funktion des Magnetkopfes A - Aufzeichnen X - A ufzeichnen und L - Löschen Wiedergeben V - Vormagnetisieren Y - A ufzeichnen, W- Wiedergeben Löschen und Wiedergeben

2. Stelle

- Anzahl der voneinander unabhängigen Magnetsysteme je Funktion l - ein System 2 - zwei Systeme usw.

3. Stelle

- E insatzmöglichkeiten I - Vollspur 3,8 1 m m 3,81 m m K - Halbspur C - Viertelspur 3,81 mm V - Vollspur 6,25 m m 6,25 mm H - Halbspur Q - Viertelspur 6,25 m m

4. Stelle - Typnummer des Herstellers (An 5. Stelle kann als Zusatzinformation ein Buchstabe eine vom . Normalfall abweichende Ausführung kennzeichnen .)

•

•

/

f

SCHALTUNGSSAMM-LUNG

Kapitel 5

-

·

Dritte Lieferung

Allgemeine Digitaltechnik

·

1 982

Schaltungsvorschläge für Digitaluhren in MOS-Hochvolttechnik (Blatt 1 ) 1.

•

•

Einleitung

Wie aus Bild 1 hervorgeht, besteht eine Digitaluhr aus folgenden Baugruppen : Quarzgenerator, Teiler, Zähler, Treiberstufen, Anzeige und Stromversorgung. Der Quarzgenerator stellt eine Taktspannung im K ilohertz­ bereich zur Verfügung, die von der Teilerstufe auf Sekunden­ oder Minutenimpulse geteilt wird. D iese Zeitimpulse werden von einer Zählerkette gezählt, wobei die Zähler Sekundenzehner, Minutenzehner und Stundenzehner entsprechend vorzeitig zu­ rückgesetzt werden müssen. Die Stellogik bewirkt, daß von außen ein Stellen der Digitaluhr möglich ist, d. h., hierdurch ge­ langen zusätzlich Zählimpulse auf die entsprechenden Zähler. Das Netzteil sichert die Stromversorgung der Digitaluhr. Für Hochvolt-MOS-Schaltkreise werden dabei laut Herstellervor­ schrift 2 Betriebsspannungen ( - 1 3 und - 27 V) benötigt.

3.

•

Teilereinheit

Zur Realisierung von Teilerstufen stehen i m wesentlichen 2 Schaltkreise zur Verfügung.

Bild 1

2.

•

5-1

M i t dem NOR-Gatter-Schaltkreis U 106D sowie mit 3 Wider­ ständen, einer Diode, einem Kondensator und einem entsprechen­ den Quarz läßt sich ein geeigneter Quarzgenerator aufbauen. Für die Generatorschaltung nach Bild 2 sind für die Schwingungs­ erzeugung nur die Gatter G I und G2 sowie C und R notwendig. Das Gatter G 3 versteilert die Flanken. Es entkoppelt außerdem den Generator von der übrigen Schaltung so, daß sich Last­ schwankungen nicht auf die Stabilität der Quarzfrequenz aus­ wirken können. Die Diode D und der Widerstand R2 verhindern, daß auftretende positive I mpulse über die Gateschutzdiode am Eingang des NOR-Gatters abgeleitet werden. Gemäß Hersteller­ vorschrift darf die Gateschutzdiode nicht für Begrenzungszwecke genutzt werden ; sie soll das Gate nur vor statischen A ufladungen schützen.

3.1 .

•

B latt

Teilerstufen mit U 112 D

Der U 1 1 2 D enthält 7 binäre Teilerstufen. Seine G renzfrequenz wird mit 1 25 kHz angegeben. Bei Einsatz des U 1 1 2 D besteht der Vorteil , daß an beliebiger Stelle Rückführungen angebracht werden können, so daß nian nicht eine fest vorgegebene Gene­ ratorfrequenz benötigt. Er hat jedoch den Nachteil , daß er sich nicht rücksetzen läßt. Daraus folgt, daß er als Teiler maximal zur Erzeugung von Sekundenimpulsen eingesetzt werden sollte . Bild 3 zeigt eine Schaltung, die von 32,768 k H z auf 1 -s-Impulse teilt. Dafür werden 2 Schaltkreise vom Typ U 1 1 2 D benötigt. Da man insgesamt jedoch 1 5 binäre Teilerstufen braucht, wurde aus ökonomischen G ründen für die letzte Teilerstufe das RST­ Fiiplop U 103 D eingesetzt. In der Schaltung nach Bild 4 wird von 1 00 kHz auf I s geteilt. Dazu sind 14 Teilerstufen erforderlich, wobei jetzt außerdem 7 Rückführungen benötigt werden. Bei einem L-lmpuls am Aus­ gang a gelangt ein . diferenzierter negierter I mpuls (H-Impuls) über die Dioden auf die entsprechenden Teilereingänge und be­ wirkt eine entsprechende Voreinstellung. Zur Impulsnegierung wurde wegen seiner . höheren Belastbarkeit ein SMY 50 ein· gesetzt.

Übersichtsschaltplan einer Digitaluhr

Quarzgenerator

Der Quarzgenerator stellt die wichtigste Baugruppe in der Digi­ taluhr dar, da er für die Ganggenauigkeit verantwortlich ist. Bei Realisierung in MOS�Hochvolttechnik sollte die Quarzfrequenz im Bereich zwischen 30 und 500 kHz (maximal I M Hz) gewählt werden. Die nachfolgende Teilerstufe kann dabei (z. B. Reali­ sierung mit U 1 1 1 D) bestimmte Festwerte des Quarzgenerators fordern .

Quarzgenerator 32. 768 kHz

Bild '2

Quarzgenerator

Bild 3

Frequenzteiler m i t U 1 1 2 D von 32,768 kHz auf I

Quarzgenerator lOO kHz

Bild 4

Frequenzteiler mit U 1 1 2 D von 10 kHz auf 1 s

R ; 200k SA403 insgesamt 2 3/7 U 112 0 D:

/S -

Impulse

s

� - 1]V

res pres U111 0 - 001

Quarzgenerator 500kHz

Quarzgenerator lOOkHz

]X JOk -JJV

Bild 5

JxJOk

1kHz

Bild 6

Teiler mit U 1 1 1 D-001 von 500 k Hz auf I min

Teilerstufen mit U 1 1 1 D

3.2.

4. 1.

Der V 1 1 1 D ist ein Teilerschaltkreis, der i n 2 Varianten ange­ boten wird :

,

V ll 1 D Mode 00 l � a

=

.5 · 1 06 •

U 111

=

I

•

l D Mode 002 � ' j�

'

·

-JJV

Minutenimpulse

I 07

Der V 1 1 1 D hat 7 Teilerstufen. Beim Mode 002 teilen alle Tei­ lerstufen im Verhältnis I : 1 0 ; beim Mode 001 teil t die erste Teilerstufe I : 5, während alle weiteren 6 Teilerstufen ebenfalls I : 10 teilen. Die G renzfrequenz des V 1 1 1 D beträgt 500 k Hz. Bild 5 zeigt eine Teilerschaltung mit dem Mode 00 1 . Der Quarz­ generator stellt 500-kHz- 1 mpulse zur Verfügung. Beim U 1 1 1 D-00 1 können dann am Ausgang a3 1 -kHz-lmpulse (z. B . für Multiplexsteuerung) und am Ausgang a6 1 -s-lmpulse abgenom­ men werden. Zur Gewinnung von Min utenimpulsen wurde dem Ausgang a7, der l O-s-Impulse ausgibt, ein U 700 D nachgeschal­ tet. Wegen der geforderten I mpulsform an e, des V 700 D mußte ein entsprechendes Diferenzierglied zwischengeschaltet werden . Nach Durchlauf der 6 Kanalstellen des U 700 D ist genau eine Minute vergangen. Ü ber r beim V 1 1 I D und über e I beim V 700 D läßt sich die Teilerkette mit der Taste T rücksetzen, wo­ durch für das genaue Stellen der Digitaluhr eine entsprechende Ausgangslage der Teilerkette ixiert wird. Der U 1 1 I D hat Open-drain-Ausgänge, d. h., bei Nutzung der Ausgänge ist ein Widerstand gegen die Betriebsspannung zu schalten. Der Her­ steller schreibt dafür einen Widerstand von 30 kO vor. Zu be­ achten ist außerdem, daß die beiden Takteingänge nur parallel geschaltet, d. h. gleichzeitig angesteuert werden dürfen. Bild 6 zeigt eine Teilerschaltung mit dem Mode 002. Der Quarzgene­ rator muß jetzt eine Frequenz von I 00 kHz bereitstellen. Zur Erzeugung von M i nutenimpulsen läßt sich wiederum ein V 700 D verwenden.

Teiler mit U 1 I 1 D-002 von 1 00 kHz auf 1 0 s

Zum Zählen der Sekunden-, M inuten- und Stundenimpulse stehen das Schieberegister U 3 1 1 D und der Zählerschaltkreis U 1 2 1 D zur Verfügung.

Das statische Schieberegister V 3 1 1 D hat 5 bit. D urch die Zu­ sammenschaltung von 2 JS V 31 I D l t ßt sich ein dekadischer Zähler aufbauen. Dem V 3 1 1 D muß jedoch ein Taktformer vor­ geschaltet werden, der die Versorgung mit 2 Takten (cp 1 , cp2) absichert. Bild 7 zeigt eine Zählerschaltung, die von 0 bis-9 zählt. Beim Taktformer werden wegen der Betriebsspannung von - 27 V spannungsfeste Transistoren benötigt. Wichtig ist auch der E insatz eines Abblockkondensators (22 n F) direkt an den beiden Emittern, da es sonst zu Störbeeinlussungen kommen kanR. Über die Taste T wird mit L-Pegel die Übernahme der an den Eingängen der beiden U 3 1 1 D liegenden Informationen auf die Ausgänge bewirkt. Damit erhält der Ausgang a I des linken U 3 1 I D H-Potential, während alle anderen Ausgänge auf L­ Potential geschaltet werden. Mitjedem Taktimpuls am Eingang e wird das H-Potential an den A usgängen um eine Stelle weiter­ geschoben. Durch die entsprechende Verkopplung von Aus­ gang a5 und Eingang e, wirkt die Schaltung als Ringzähler. Diese Schaltung eignet sich vor allem für den Einsatz von Ziffernan­ zeigeröhren. Bild 8 zeigt eine Möglichkeit, wie man mii einem V 3 1 I D auch einen 6stelligen Zähler aufbauen kann. Durch den Einsatz einer 5fach-Diode (SAM 45) wird nach dem Negator erst dann H­ Potential err�icht, wenn alle A usgänge des V 3 I 1 D L-Potential angenommen haben.

Takt­ eingg

.-1-.,

l4 U l06 0

14 U106 D

Zählerschaltung von 0 bis 5 mit U 3 1 1 D

- 13V

330k

lk

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Taktformer

j

•

•

•

Taktformer

B i ld 8

•

Zählereinheit mit V 311 D

Zählereinheit

4.

1kHz 1Hz OIHz

B i ld 7 Zählerschaltung von 0 bis 9 m i t V 3 1 1 D

5

Blatt

5-2

Schaltungsvorschläge für Digitaluhren in MOS-Hochvolttechnik Blatt 2 4.2.

•

•

von 1 mA nicht überschreitet. Zu beachten ist jedoch, daß bei gleichzeitig erforderlicher Abnahme eines MOS-Pegels vor dem Widerstand R1 (z. B. entsprechend Bild 8) dieser größer als 1 0 kQ sein muß, da der MOS-Pegel am Ausgang des V 3 1 1 D nur bis zu einer Last von 1 00 kQ garantiert wird. Damit der Treibertransistor richtig sperrt, wurde sein Emitter auf - 1 0 V gelegt. M i t dem Widerstand R2 = 39 kQ wird der Katoden­ strom eingestellt. Er sollte für Langlebensdauerzwecke bei der Zifernanzeigeröhre Z 570 M den Wert von I ,5 mA nicht über­ schreiten. In der Schaltung nach Bild 1 2 wird die 7 mm hohe 7-Segment­ LED-Anzeige VQB 71 angesteuert. Der Widerstand von 8,2 kQ am Ausgang des IS V 1 2 1 D sichert, ähnlich wie beim V 3 1 1 D, daß der maximal zulässige Ausgangsstrom nicht überschritten wird. Der Emitterwiderstand des SS 216 bestimmt den Segment­ strom der VQB 7 1 . Dabei sind 2 Werte angegeben. Für den sta­ tischen Betrieb werden 270 Q eingesetzt, wobei ein Segment­ strom von etwa 1 0 mA ließt. Der K lammerwert gilt für den Multiplexeinsatz, bei dem kurzzeitig höhere Ströme auftreten müssen.

Zählereinheit mit U 121 D

Der IS U 1 2 1 D ist ein 4-bit-BCD-Vor-/Rückwärts-Zähler mit Speicher und 7-Segment-Dekoder. E r eignet sich besonders für den Sekunden-, Minuten- und Stundenzähler im Zusammenhang m i t 7-Segment-Anzeigebauelementen. Bild 9 zeigt eine Schaltung zur Zählung von 0 bis 9. Über cp gelangen die Taktimpulse in die IS, wenn der Eingang cd auf Massepotential liegt. M i t der Taste T läßt sich über den Reset-Eingang r der Zähler rücksetzen. Die nicht benötigten Dateneingänge p I bis p4 werden auf Masse­ potential gelegt und kommen nicht zur Wirkung, weil ps auf L-Potential gelegt wird. ujd an L-Potential legt fest, daß der Zähler vorwärts zählt. Mit st an L-Potential wird der Speicher mit dem Zählteil verbunden. Damit erreicht man, daß der Zäh­ lerstand immer an den A usgängen abgenommen werden kann. 1 3 V gelegt Dazu muß auch der Blanking-Eingang bl an U2 = werden. Zu beachten ist, daß der V 1 2 1 D Open-drain-Ausgänge hat ; er eignet sich daher vorzüglich zum Aufbau von Multiplex­ schaltungen . Bild 1 0 zeigt eine Zählerschaltung, bei der von 0 bis 5 gezählt wird. Bei Erreichung des Zählerstands 6 sperren die Ausgänge a8 (22) und a9 (21) erstmals beide, so daß L-Potential entsteht. Über den Reset-Eingang r wird dadurch der Zähler auf 0 rück gesetzt. Das UN D-Gatter versteilert lediglich die Flanken. -

U 311 0 a

• A

•

B

C

O

E

F

Segmentausgänge

G

Zählerschaltung von 0 bis 9 mit V 1 2 1 D

Bild 9

PI P, st bl Ps jd

TA -lf T B C O

•

a2 a3 a4

E

Ansteuerung der 7-Segment-Anzeige VQB 71

7.

F

Zählerschaltung von 0 bis 5 mit V 1 2 1 D

·

5.

Bild 1 2

Netzteil

Auf Netzteilschaltungen soll i n diesem Beitrag nicht eingegangen werden , da diese Schaltungen weitestgehend bekannt sind.

Segmentausgänge

Bild 1 0

Ansteuerung der Zifernanzeigeröhre Z 5 70 M

6.

ae ag

U 12 1 D

cd· al

Bild 1 1

Treiberschaltungen

Sowohl das Schieberegister V 3 1 1 D als auch die i ntegrierte Zählerschaltung V 1 2 1 D sind nur in der Lage, geringe Ströme (I bis 1 ,5 mA) mit ihren A usgangsstufen zu treiben. Bild 1 1 zeigt die Ansteuerung der Zifernanzeigeröhre Z 5 70 M. Es wird ein spannungsfester Transistor benötigt, da an den Zifernanzeigeröhren Spannungen von über 1 0 V anliegen. De r Widerstand R 1 von 1 5 kQ sichert, daß der Basisstrom den Wert

6stellige Digitaluhr mit VQB 71

Bild 1 3 zeigt die Schaltung einer 6stelligen Digitaluhr mit M ultiplexsteuerung. 3 Gatter eines V 106 D werden für den 50-kHz-Quarzgenerator eingesetzt. Über ein Dickschicht­ potentiometer von 4,7 kQ kann die Frequenz genau eingestellt werden. Der Widerstand von 20 kQ ist unter Umständen zu variieren. M i t dem nachfolgend angeschlossenen V 1 1 1 D-001 wird die Teilung der 50-kHz-1mpulse realisiert. Am Ausgang a3 (TS 1 ) kann eine Impulsfolgefrequenz von 1 kHz abgenommen werden, die für die Multiplexsteuerung genutzt wird. Der Aus­ gang a6 (V 1 1 1 D) gibt 1 -s-Impulse ab, die zu den Zählern IS2 und IS3 gelangen. IS2 stellt dabei den Sekundenzehner und 1S3 den Sekundeneiner dar. Wie vom Hersteller vorgeschrieben, arbeiten die Zähler in synchroner Betriebsweise. Der Sekunden­ einer zählt von 0 bis 9. I n der Stellung 9 schaltet der Ausgang aü (IS3) auf H-Potential und gibt damit die Zählersperre cd der 1S2 frei. Der nächste Zählimpuls bewirkt, daß auch der Zähler IS2

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Bild 1 3

6stellige Digitaluhr mit LED-Anzeige

eine Stelle weiter zählt. Erreicht der Zähler I S2 die 6, wird über a8 und a9 sowie über das nachfolgende UN D-Gatter ein L-lm­ puls erzeugt, der über r die Rücksetzung des Zählers auf 0 ver­ anlaßt. Die Dioden-ODER-Schaltung bei r von I S2 gewähr­ leistet, daß auch von anderer Stelle eine Rücksetzung durchge­ führt werden kann. M i t Betätigung der Taste T l gelangt ein diferenzierter L - lmpuls zu den· Rücksetzeingängen von I S I , IS2 und IS3. Dadurch werden Sekundeneiner, Sekundenzehner und Teilerschaltkreis rückgesetzt. Anschließend dauert es genau I s, bis der er3te Zählimpuls wieder an cp von 1S3 wirksam wird. D iese Schaltung sichert, daß die Uhr bei jeder vollen Minute genau gestellt werden kann. Bei der Zählerstellung 6 von I S 2 gelangt der L-Jmpuls von a8 und a 9 über das UND-Gatter nicht nur an r, sondern auch als Zählimpuls über ein weiteres Dioden­ ODER-Glied an die cp-Eingänge oder Minutenzählerkette. I S4 stellt den Minuteneiner und IS5 den Minutenzehner dar. Diese beiden Zählerschaltkreise sind ähnlich beschallet wie die Sekun­ denzähler. Bei i hnen entfällt jedoch das Rücksetzen über r von außen. Durch mehrmaliges Betätigen der Taste T2 gelangen L - l mpulse über ein Dioden-ODER-Glied zu den Zähleingängen von IS4 und I S5. Das ermöglicht das Stellen des M i n utenzählers. Bei Erreichung des Zählerstands 6 der IS5 gelangt ein Zähl­ impuls zur Stundenzählerkette. I S6 stellt den Stundeneiner dar. IS7 den Stundenzehner. Zu beachten ist, daß bei Erreichung des Zählerstands 24 die Stundenzählerkette rückgesetzt werden muß. Zu diesem Zeitpunkt liegt an a9 von IS7 und an a8 von I S6 L­ Potential, das über ein UN D-Gatter den beiden r-Eingängen der Zähler zugeführt wird. Mit dem Taster T3 ist das Stellen der Stundenzählerkette möglich. ( Die an den Tastern T2 und T3 be-

R:

_ _ _

0.

VQB 71

200k . . . 500k SA 403

152. 15 7 : U 121 D

indliehen RC-Giieder wirken als Entpreller.) Durch die Ver­ knüpfung der Ausgänge a9 und a i O des JS7 mit einem NOR­ Gatter wird eine Vornullenunterdrückung bei der Stunden­ zählerkette realisiert. Die 6 VQB 71 werden im Multiplexbetrieb angesteuert. Dazu werden die entsprechenden Open-drain-Ausgänge der 6 Zähler­ schaltkreise zusammengeschaltet. Der Multiplexer wird im wesentlichen durch den V 700 D realisiert. Vom Teilerschalt­ kreis V 1 II D gelangen 1 -k Hz- l mpulse über ein Diferenzier­ glied in den V 700 D. I n schneller Folge schalten die Aus­ gänge des V 700 D auf H-Potential. Dabei erhalten die A us­ gänge a l l und a l 2 bzw. a2 1 und a22 usw., d. h. A usgänge mit gleicher erster Zifer, immer gleichzeitig H-Potential. Da jedoch die Blanking7Eingänge der Zählerschaltkreise L-Potential be­ nötigen, ist über die NOR-Gatter eine Negation erforderlich. Die Anoden der VQB 71 werden über Transistortandemstufen angesteuert, diese direkt wieder von den Parallelausgängen des V 700 D. So wird z. B. b l mit .dem Blanking-Eingang des IS3 verbunden, während der A usgang a l 2 des V 700 D über die Transistorstufen die Anode Al der zugehörigen Anzeige an­ steuert. Entsprechendes gilt für die weiteren Zähler und Anzeigen. Die A usgänge a I bis a7 von IS2 und IS3, die in der Schaltung wegen der besseren Übersichtlichkeit nur angedeutet wurden, müssen auf der Leiterplatte selbstverständlich mit den ent­ sprechenden A usgängen der Zählerschaltkreise IS4, I S5, I S6 und J S7 verbunden werden. Die i_n der Schaltung verwendeten UND­ G lieder, bei denen die Eingänge verbunden sind, versleilern die Flanken der entspreche nden Impulse. wodurch · ein sicheres Arbeiten der Zähler gewährleistet wird.

•

•

•

-

SCHALTU N G S SA M M LU N G · Dri tte L ieferung · 1 982

Kapitel 5

Blatt

5-3

Allgemeine Digitaltechnik

Schaltungsvorschläge für Digitaluhren in MOS-Hochvolttechnik ( Blatt 3)

8.

•

4stelligc Digitaluhr mit 18 6 (IW6)

Literatur

Bild I 4 zeigt eine 4stellige Digitaluhr mit Fluoreszenzanzeige­ röhren M B 6. Der Quarzgenerator gibt eine I mpulsfolgefrequenz von 200 k H z ab. Das RST-Fiiplop U 1 03 D teil t di ese Frequenz auf 1 00 k Hz. Vom Ausgang a des U 103 D werden die I mpulse zu cpl und cp2 des U 1 1 1 D-002 weitergeleitet. l O-s-Impulse können dann am A usgang a6 von IS2 abgenommen und dem U 700 D zugeführt werden. Nachdem alle 6 Kanäle den U 700 D durchlaufen sind, ist genau I min vergangen. Rücksetzen läßt sich die Teilerkette ( U 1 1 1 D und U 700 D) über den Taster T l . Da­ bei kann das Diferenzierglied auch entfallen, da durch den U 1 1 1 D keine Multiplexschaltung versorgt werden muß. Die Zählerschaltungen für Minuten und Stunden sind ähnlich wie i n der Schaltung nach B i l d 1 3 ausgeführt. D i e Fluoreszenzanzeigen 18 6 können durch die Zählerschaltkreise U 1 2 1 D direkt an­ gesteuert werden. Die G itter der Fluoreszenzröhren werden da­ bei auf Massepotential gelegt, während die Katoden etwa - 25 V benötigen. Zu beachten ist jedoch, daß die 1B 6 eine Heizspan­ nung von I V und einen Heizstrom von 50 mA benötigt. M i t wenigen Windungen u m die Sekundärspule des Transformators läßt sich jedoch diese Forderung leicht erfüllen. Die Vornullen­ unterdrückung wird über den Ausgang a6 von I S7 realisiert. M i t H-Potential a m Gate sperrt der SM Y 50, und das G itter der Fluoreszenzröhre wird von Masse abgetrennt. Dadurch bleibt die Anzeige dunkel . Der A usgang a5 des U 1 1 1 D liefert Sekun­ denimpulse, die zum Dezimalpunkt der Anzeigeröhre Stunden­ einer geführt werden. Der blinkende Punkt zeigt dann die Sekun­ denimpulse an. Anschließend sei noch erwähnt, daß bei Einsatz eines I 00-kHz­ Quarzcs der U 1 03 D in der Teilerkette entfällt.

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4stell i ge Digitaluhr mit Fluoreszenzanzeigeröhren

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[ I ] . . . : H a lbleiteranfall-Bauelemente, grünes Heft, Firmenschrift VEB FWE [2] . . . : H a lbleiteranfaii-Bauelemente, weißes Heft, Firmen­ schrift VEB FWE [3] Wolfram, J.: Digitaluhr mit MOS-Bauelementen, radio fern­ sehen elektronik 25 ( 1 976) Heft 9, Seite 301 bis 302 [4] Höhne/Koch/Meder: Eigenschaften und vorläuige technische Daten der Typengruppe 4-Bit-Binärzähler i\ MOS-Hoch­ volttechnik, Teil l , radio fernsehen elektroni k 23 ( 1 974), Heft 22, Seite 721 bis 725 ; Teil 2, radio fernsehen elektronik 23 ( 1 974) Heft 23, Seite 767 bis 768 [ 5] Höhne/ Koch/Meder: Applikationsbeispiele für die Typen­ gruppe 4-Bit-Binärzähler in MOS-Hochvolttechnik, Teil l , radio fernsehen elektronik 23 ( I 974), Heft 24, Seite 785 bis 789 ; Teil 2, radio fernseheh elektronik 24 ( 1 975) Heft I , Seite 25 bis 28 [6) Wagner: 1 07-Teiler U I I I D, radio fernsehen elektronik 25 ( 1 976) Heft 8, Seite 248 bis 249

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D : 5A ,OJ R /OOk . . . SOOk /54 . / 5 7: U /2 1 0

Die praktische TabeHe

Tabele TGL-Normen in der Magnetspeichertechnik TGL

Blatt Bezeichnung

1 5 552

2 3 ____

4

5

6

7 8 9 20. 130 I

24522

2 3 4 5

27396 27725 27 750 28 4 1 6 32962 200.700 1 200-7002 33 985 0-45 401 0-45405

1 0472

2 I

TGL

A usgabe

Magnetbänder und Magnetilme für die Speicherung von Tonsignalen Bestimmung der mechaJuni 1 972 nischen Eigenschaften Bestimmung der elektroDezember 1 97 1 akustischen Eigenschaften Technische M indestJ uli I 975 anforderungen Magnetbänder der Breite März 1 973 3,81 mm für die Speicherung von Tonsignalen ; clektroak ustische Eigenschaften Magnetbänder der Breite September 1 975 6,25 mm ; Studiobänder, technische Daten, Lieferarten Magnetbänder der Breite April 1 976 6,25, A mateurbänder, technische Daten, Lieferarten Magnetbänder der Breite April 1 976 3,81 mm ; technische Daten, Lieferarten M agnetilm ; technische Juli 1 976 Daten, Lieferarten Zubehörbänder, Kennbänder ; technische Daten, Lieferarten Magnetbänder für die Speicherung von Tonsignalen Bezugsbänder Oktober 1 97 1 Kurzbezugsbänder Juli I 975 Stereokurzbezugsbänder April 1 976 Bezugsbänder, Prüfung Juli 1 975 Stereobezugsbänder in Vorbereitung Magnetbänder für die Speicherung von Tonsignalen Magnetbandkassetten für die Speicherung von Tonsignalen (3, 8 1 mm Magnetband breite) Magnetbänder, MagnetDezember 1 972 ilme, Zubehörbänder, Typkennzeichnung Breiten- und Dickenmaße Januar 1 974 Magnetband 3,81 mm, Jn- Dezember 1 974 formationsdarstellung Magnetköpfe für HeimSeptember I 973 bandgeräte, Meßmethoden Außen- und E inbaumaße in Vorbereitung Magnetköpfe, allgemein Dezember 1 976 technische Bedingungen Begrife November 1 972 Wickelkern für BandApril 1 964 geräte Magnetköpfe, TypkennOktober 1 976 . zeichnung Z uverlässigkeitskenngrößen in Vorbereitung Normfrequenzen für aku- Oktober 1 962 stische Messungen Geräusch- und FremdOktober 1 962 Spannungsmesser für elektronische Breitbandübertragung Geschirmte Steckverbin- Dezember 1 972 dungen, 3- und 5polig ...

Blatt

1 7 1 75 200-7066 27 6 1 6

2

28 200

3 I

2 3 4 5 6 7

8

9 10 II

12 28 660

4 7 200-7045

20-7756

1

a usgesetzt

Bezeichnung

Ausgabe

Bestimmung des K l irrfaktors bis 20 kHz Meßverfahren für Geräuschspannung Tonneimbandgeräte 6,25 m m Magnetbandbreite, technische Forderungen 3 , 8 1 mm Magnetbandbreite, technische Forderungen Typprüfung Begrife Schutz gegen klimatische Umwelteinlüsse, RichtIinien Aufbau von Serviceanh;itungen Klimaschutz, technische Forderungen, Prüfung Kontaktbelegung bei Einbausteckdosen Für n iederfrequente A ufnahme und Wiedergabe Allgemein technische Forderungen, Prüfungen und Lieferungen von Tastenschaltern Netzanschlußtransformatoren, allgemeine technische Forderungen und Prüfung Mechanische Festigkeit Verpackung, Transport und Lagerung Zuverlässigkeit Ausschnitte und Aufschriften für Rückwände Heimstudiotechnik (HiFiTechnik) Heimstudiogeräte und Heimstudioanlagen Ton-Heimbandgeräte Heimkombinationsgeräte und Heimanlagen Netzbetriebene elektronische Heimgeräte, Sicherheitsanforderungen und -prüfuigen Messungen von Tonhöhenschwankungen, Kennwerte des M eßgeräts, Meßverfahren

August 1 963 Dezember 1 963 November 1 972 Dezember 1 97 1

•

Juni 1 972 März 1 9681 Dezember 1 973 Dezember 1 974 Dezember 1 971 1 Dezember 1 974 November 1 9671

•

Januar 1 969 1

Dezember 1 973

Juni 1 9701 Dezember 1 974

•

Juni 1 9701 Dezember 1 973

November 1 972 1 November 1 9721 November 1 9721 September 1971

•

Juni 1 965

•

SCHALTUNG S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Ka!itel 5

-

Allgemeine Digitaltechnik

Einchip-Digitaluhren

1.

•

•

•

(Blatt 1 ) 2.

Einleitung

Gegenwärtig stehen dem Amateur zum Bau von (vorwiegend ortsfesten) Digitaluhren hauptsächlich mittelintegrierte Zähler­ schaltkreise neben integrierten Dekodern und den zur Ver­ knüpfung nötigen Gattern zur Verfügung. Er hat dabei die Wahl zwischen TTL- und MOS-Technik. Einige Beispiele zur Jetzt­ genannten Technik wurden auf Blatt 5- 1 vorgestellt. Eine TTL­ Uhr brachte bereits die 2. Lieferung dieser Schaltungssamm­ lung. Zunehmend werden jedoch auch großintegrierte Schaltkreise für diesen Zweck zugänglich. Parallel dazu besteht die Möglich­ keit, Mikroprozessorschaltkreise zur Zeitanzeige zu program­ mieren. Nicht uninteressant war auch der Einsatz z. B. des Rech­ nerschaltkreises V 82 0 bzw. V 821 in einer Digitaluhr [ I ]. I m folgenden wird zunächst am Beispiel eines im R G W verfüg­ baren Uhrenschaltkreises (CM 202, VR Bulgarien) eine mit Amateurmitteln realisierte Uhr vorgestel l t . Dann schließen sich Informationen zu einem international weitverbreiteten Uhren­ . schalt kreis ähnlicher Art an. Solche Unterlagen sind z. B. von I nteresse, wenn ein mit einem derartigen Schaltkreis bestücktes Gerät ü berprüft werden muß. Alle Informationen beziehen sich noch auf Schaltkreise mit selbstleuchtenden Anzeigen. Sie benötigen zwar bei Dauer­ betrieb Netzanschluß, haben aber gegenüber derzeit ebenfalls schon erhältlichen LCD-Tischweckuhren den Vorteil guter Er­ kennbarkeit - besonders nachts. Erst mit Leuchifolie hinterlegte LCD-Displays dürften ihren Gebrauchswert in Frage stellen.

Der CM 202 (CM kyrillisch, SM gesprochen) ist i n einem 42poli­ gen O l L-Gehäuse mit 1 5 mm Reihenabstand untergebracht . Bild I zeigt die Anschlußbelegung. Die technischen Daten gehen aus Tabelle I hervor [2]. Die Funktionen des CM 202 sind auf mehrere tausend Transistoren in p-MOS-Si-Gate-Technologie verteilt. Verständlicherweise kann daher nur eine Übersichts­ schaltung wiedergegeben werden, die jedoch genügend aussage­ fähig ist (Bild 2). Man erkennt daraus und aus Tabelle I z. B., daß es nur noch des Anschlusses eines Quarzes von 32 768 H z. der Betriebsspannung und der Anzeigeelemente bedarf, um den Schaltkreis zur Uhr zu komplettieren. Gemäß [3] ist das sowohl mit LED- als auch mit Fluoreszenzanzeigen möglich. Alle Stell­ funktionen werden über die entsprechenden Anschlüsse gegen V55 (zweckmäßig als gemeinsame Masse ausgeführt) mit Tasten bzw. Schaltern abgewickelt.

3.

Einsatzbeispiel

3. 1 .

Gesamtschaltung

B i ld 3 zeigt den vollständigen Stromlaufplan einer Digital-Tisch­ weckuhr mit Netzanschluß und Batterie-Ga ! greserve, für die LED-Anzeigen ( VQB 7/) verwendet wurden [4]. Der CM 202

Bedingungen ( Vss - 1 2) . Wss - 8) C Uss - 1 2) . . ( Vss - 8)

VGG = Voo Voo = VGG

24) . ( Vss 5 ... 1 5 �2

Uoo

.

-

Gesamtstromaufnahme lout i n mA Eingangspegel log. I V1L in V log. 0 v.H in V Ausgangspegel log. I für die Anschlüsse 1 6 bis 26, 28 bis 40 VbL in V log. 0 für die Anschlüsse 7, 1 3, 1 4 v;L i n V für die Anschlüsse 16 bis 26, 28 bis 40 UbH in V für die Anschlüsse 7, 1 3, 1 4 v;H i n V Eingangsleckstrom für die Anschlüsse 1 bis 4 und 8 bis I I /{0 i n .A für den Anschluß 5 1{� in .A Oszillatorfrequenz f in Hz

.

.

. .

C Uuo - Vss) A nz e i ge

= ( Vss - 24)

�15

Voo

� 360

Voo = VGG Voo = ( Vss - 1 2) Voo Anzeige ( Vss - 24)

Anzeige

= ( Vss

=

Uoo . . . ( Voo + 1 ) � Uss - 2

C Uss

-

22) . ( Vss - Uoo) .

.

Uoo . . . ( Uoo + I )

� Uss A nz e i ae - 3 � Vss - 2

1 4 . . . 1 20 � 0, 1 32768

R � 56 kü R � 22 kü

lbu t � 1 5 mA I;u, � I mA

Voo = ( Uss - 1 2) V1n = ( Vss - 1 2)

positive Speisespannung, V00 - negative Speisespannung, Vss Voo Anzclac - negative Speisespannung der Treiberstufen für Segmente, Vss Anzeiac -· positive Speisespannung der Open-drain-Endstufen A 1 bis G4 und 1 Hz -

5-4

Prinzipschaltung und Daten des CM 202

Tabele 1 Daten des CM 202 Negative Speisespannung V00 in V Negative Speisespannung VGG i n V Negative Speisespannung V00 Anzeige in V Stromaufnahme /00 in mA Stromaufnahme /0o Anzd�c i n mA Ausgangsstromaufnahme /ou t in mA für die Anschlüsse 1 6 bis 26 und 28 bis 40 A usgangsstromaufnahme Jb'ut in mA für die Anschlwsse 7, 1 3, 1 4

Blatt

-

24)

Ugg (-)

schn>Il st>Il>n fr>i langsam si�/I>n R>S't Oszillatoreingang Oszillatorausgang Ausgang 64 Hz Weckregister (B) 9 S>kunden Eingang Alarm -Resel 10 Weckwiederholung 11

{

Uoo (-J

UoA

64Hz

g, f,

',

d, C, b, 0,

g3 f3 e3 C3 b3

Uss (+J

Ausgang Relais Ausgang Wecksignal u00 Anz. (-) 1 Hz a1 b1 Ausgang c1

Bild I

Eingang Ausgang

1 3 4 8 CM 202 (von oben)

9

1

Uss UssA

Bild 2 Übersichtsschaltung des CM 202

Anschlußbelegung des CM 202

Bild 3 Stromlaufplan einer 4stelligen Tisch­ weckuhr mit CM202 mit LED-Anzeige, Takt q uarzstabili­ siert (Achtung ! Linke SA Y 12 muß mit Ka­ tode an Plus 1 00/ I Ö, nicht an Masse ! )

•

100k SS216 0

CM 202

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10 -0�"-

���1 64Hz (Test)

SI

S3

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1 1 �5 1

Sekun- Weckre­ den gister C-Regist>r 2xAY12

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UooA Uoo, UGG

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Zehner- h

17

Bild 4

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Zehner- min I

28

I

Segmentkombinationen in der A usgabe

•

Blatt

SCHALTUN G S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 5

-

Einchip-Digitaluhren

•

•

(Blatt 2)

gestattet auf Grund der Belastbarkeit und der Widerstandswerte der A usgangstransistoren ihren unmittelbaren Anschluß. A ller­ dings ergibt das wegen der anschlußsparenden Auslegung der Segmentkombinationen nach Bild 4 (der CM 202 gibt parallel aus) unterschiedliche Segmenthelligkeiten. Aus diesem Grund wurden im Muster Vorwiderstände zum Ausgleich dieses Efekts vorgesehen. Ihre Größe hängt von mehreren Faktoren ab. Obere Grenze ist die zulässige Kanalbelastung der A usgangstransi-· storen im Schaltkreis. Die eingestellte Helligkeit ist als Kom­ promiß von Tag- und Nachtbetrieb anzusehen. Mit etwa 5 m A Segmentstrom ergaben sich brauchbare Verhältnisse. Die von den Betriebsspannungen und vom Schaltkreisexemplar abhängi­ gen Kanalwiderstände nehmen in der vorliegenden A ustegung einen wesentlichen Teil des gesamten wirksamen Vorwiderstands je Segment in Anspruch (vgl. Bild 5 in [2]). 560 0 vor dem Einzel­ segment und je 1 50 n vor jedem der 4 parallelgeschalteten Seg­ mente müssen daher bei anderen Exemplaren und Betriebs­ bedingungen nicht wie im vorliegenden Fall optimal sein. E i n gewisser Vorteil dieser Einzelansteuerung liegt auch darin, daß Helligkeitsunterschiede einzelner Segmente, wie sie beim Ama­ teurtyp der VQB 71 auftreten können, leichter durch Variieren der Widerstandswerte zu beseitigen sind. Individuell einzustellen waren auch die Dezimalpunkte hinter den E inerstunden (für das Sekundenblinksignal benutzt) und hinter den E i nerminuten (mit dem Weckbereitschaftsschalter gekoppelt zur Anzeige, wenn der Weckteil eingeschaltet ist). Eingangsseitig benötigt der CM 202 einen Quarz (/0 32 768 Hz), der 2polig zwischen E i ngang und A usgang des MOS­ I nverters zu schalten ist. Zur Verfügung stand ein 4poliger N A RV A-Quarz im G lasgehäuse. Die Soll-Frequenz ergab sich bei der im Bild 3 dargestellten Schaltungsart Die Kontrolle der Soll-Frequenz läßt sich über den 64-Hz-Ausgang belastungsfrei durchführen ; der Frequenzmesser wird dazu auf Periodendauer­ messung geschaltet (-rsoll = 1 5,625 ms). Von den beiden zum Weckzeitpunkt (Register A = Register B) aktivierten A usgängen für Wecksignal und Relais wurde aus Platz- und Bedarfsgründen nur der tonfrequente Weckausgang benutzt (I 024 Hz, im 0,5-s­ Rhythmus unterbrochen). E i n externer Transistor bewirkt die Ansteuerung einer 54-0Telefonhörkapsel, die ein Wecksignal gut hörbarer Lautstärke abgibt. Es erwies sich sogar als sinnvoll, einen zusätzlichen Reihenwiderstand vorzusehen .

gungen l iegen noch nicht vor. (Zum Manuskriptzeitpunkt arbei­ tete die Uhr etwa 6 Monate einwandfrei.) Für k urzzeitige Netz­ trennung ist eine etwas höhere Betriebsspannung auf jeden Fall willkommen, da 9 V Nennspannung nur etwa I ,5 V über der am Muster ermittelten M indestbetriebsspannung für Weiterlaufen der Uhr liegen. Eine Anzeige ist während dieser Zeit allerdings nicht möglich .

3.2.

Bild 5

=

•

•

5-5

Allgemeine Digitaltechnik

Stromversorgung

Der CM 202 benötigt mehrere Betriebsspannungen : U00 und U00 (sie können, wenn, wie i m vorliegenden Fall, auf eine Hellig­ keitssteuerung verzichtet wird, verbunden werden) ; UooA und UAnz · Dennoch sollte der Netzteil möglichst wenig aufwendig bleiben. Der Gesamtleistungsbedarf einschließlich A nzeige ge­ stattete den E insatz eines 0,5-A - K l ingeltransformators (KT 0 7). Die Verarbeitung zu den 3 internen Gleichspannungen wird i n der Uhr selbst vorgenommen. Dabei entsteht i n einer Verdopp­ lerschaltung UooA (unstabilisiert) ; von i hr werden über eine Z­ Dioden-Stabilisierung U00 und U00 abgeleitet. Die A nzeige­ spannung wird aus einem Brückengleichrichter ohne Verdopp­ lung gewonnen. Eine netzbetriebene Uhr benötigt einen Schutz gegen k urzzeitige Netzausfälle. Auch ein gelegentlicher Orts­ wechsel sollte möglich sein, ohne daß die Register gelöscht werden. Aufwendigen Lösungen wurde eine Bereitschaftsbatterie aus 6 Elementen RJO vorgezogen, die im hinteren Teil der Uhr untergebracht wurden. Das M ustergerät forderte diesen Zellen im Lastfall nur etwa 4 mA ab. Eine Gangreserve von wenigstens 50 Stunden ist damit sichergestellt. Z u r ständigen »Auffrischung« erhalten die Zellen einen kleinen Strom in der Größenordnung von I mA . Das führte allerdings dazu, daß sich nach kurze r Zeit eine Zellenspannung von mehr als 1 ,8 V einstellte. Langzeit­ erfahrungen zum Verhalten der Batterie unter solchen Bedin-

3.3.

Aufbau

Das M ustergerät wurde in ein Gehäuse aus Teilen von Amateur­ x 1 1 9 mm x 1 02 mm). Der mit der Frontplatte und den beiden vorderen Seitenwandsegmenten verbundene Schaltungsaufbau besteht aus 2 Leiterplatten in »Sandwich«-Anordnung. Senkrecht dazu liegt als vorderer Abschluß das Display. Es erwies sich als rationell, für ein solches Einzelmuster kein spezielles Leiterbild zu ent­ werfen. Der Schaltkreis mit seinen 42 Anschlüssen, die Segment­ widerstände, Quarz und Weckschaltung wurden auf einer passend unterbrochenen Streifenleiterplatte untergebracht. Für den Netz­ teil entstand eine ei nfache Ritzleiterplatte. Diese kann durch Lösen von 2 Schrauben nach hinten abgeklappt werden. Eine Punkt-zu-Punkt-Verdrahtung mit mehrfarbigem dünnem Schaltdraht (Durchmesser 0,3 mm) an Hand einer in den glei­ chen Farben gehaltenen Zuordnungsskizze ergab fehlerfreie Verbindungen zwischen den Lötinseln der Widerstände und denen der A nzeigeelemente. Auf besondere Schutzmaßnahmen konnte trotz MOS-Technik verzichtet werden. Für den Quarz bilden 1 -mm-Röhrchenkontakte aus einem de­ montierten Mehrfachsteckverbinder eine brauchbare Fassung. Er liegt dadurch parallel zu den beiden Leiterplatten und zwi­ schen ihnen. Die Hörkapsel wurde seitlich im Gehäuse befestigt (thermisch eingedrückte Drähte).

Elektronik eingebaut (Außenabmessungen 43 mm

SI 2 53

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DD

GGG Tal

Ta2 TaJ

GG Ta.

Ta5

Bedienteile auf der Frontplatte

' Die 6 R I O-Zellen l iegen in 2 Reihen in einer mit einer Plastplatte nach vorn abgeteilten Kammer, die die gesamte Rückseite des auf 2 K ufen stehenden Gehäuses einnimmt. Sie sind durch einen Papierstreifen voneinander isoliert. Die Kontakte bestehen aus Flachbandanschl üssen ausgedienter 3-R / 2-Batterien. Der Netz­ anschluß (Leitung zum 6-V-Klingeltransformator) befindet sich an der Gehäuseunterseite und wurde buchsenseilig mit den schon beim Quarz verwendeten Anschlußelementen realisiert. 2 dieser Röhrchen wurden i n ein laches, mit passenden Bohrungen ver­ sehenes Polystyrolstück eingepaßt und mit l solierschlauch über­ zogen. Die 1 -mm-Gegenstecker beinden sich am Gehäuseboden. Bild 5 zeigt die Gestaltung der Frontseite und die Lage der ein­ zelnen Bedienteile.

4.

Betriebsarten

Das Display läßt sich i n folgenden Zuständen betreiben : - Normalzeit (Stunden, Minuten) : Dazu l iegen S 1 und S3 oben ; - Sekunden und M inuten (Stoppuhrefekt) : Dazu wird S 1 nach unten geschaltet ; ·

etwa 10 kO und außerdem ein diesem Widerstand parallel­ geschalteter Kondensator (Keramik 1 5 nF) führten zu einer sauberen EinstellmöglichkeiL

- Weckspeicheranzeige (Stunden, M inuten) : Dazu wird S 3 nach unten geschaltet ; - Anzeige C-Register-lnhalt (Minuten) : Dazu werden S 1 und S 3 nach unten geschaltet. Die Tasten auf der rechten Seite haben folgende Funktione n : - Aktivierungstaste Ta 5 : Sie stellt einen Schutz gegen zufälliges Verstellen der Uhr dar, sie liegt in Reihe zu Ta 1 , Ta 2 und Ta4 an Masse ; - Langsamstellen mit Ta 1 (und Ta 5 gleichzeitig) : Echt- und Weckzeit (je nach Stellung von S3) lassen sich minutengenau einstellen ; - Schnellstellen mit Ta2 (und Ta 5 gleichzeitig) : M i t dieser Taste stellt man Echt- oder Weckzeit etwa eine halbe Stunde vor den wahren Zeitpunkt, die hohe Stellgeschwindigkeit legt es nahe, danach auf Ta 1 überzugehen ; - Anhalten bei S 1 unten mit Ta 1 (oder Ta 2 ) und Ta 5 : Kurzes Loslassen setzt Sekunden auf 00 zurück, sofort erneutes Drük­ ken hält Uhr gestoppt, bis voreingestel lte Zeit erreicht ist ; - Reset mit Ta4 (und Ta 5 ) : Die Uhr wird auf OOO zurückgestellt, das C-Register erhält den Wert 59 ; - Schlummertaste Ta3 : Sofern das C-Register nicht auf einem glatten Zehnerwert stand, kann bei erstmaligem,Wecken durch diese Taste sofort gelöscht werden. Nach einer vom C-Register­ Stand abhängigen Schlummerzeit bis zum nächsten Zehner­ wert des C-Registers ertönt das Signal erneut. Es kann dann (oder schon erstmals, wenn ein voller Zehner im C-Register stand) erst nach einer M i nute wieder gelöscht werden. A l ler­ dings läßt sich mit S 2 auch sofort abschalten. Unterhalb von I 0 M inuten im C-Register wird nicht mehr geweckt. Das C­ Register läßt sich neu beeinlussen (im Sinne von Rückwärts­ zählen), wenn S 2 vorher (auch kurz) abgeschaltet .w urde. Das Verstellen des C-Registers ist dann bei S 1 und S3 in unterer Stellung über Ta 1 (oder Ta 2 ) in Verbindung mit Ta 5 möglich.

5.

pMOS-Schaltkreis MM 5316

Sehr verbreitet in Tischuhren und Uhren-Radio-Kombinationen internationaler Hersteller ist der MM 5316 von National Semi­ conductor. Sei n Äquivalenztyp von Texas Instruments hat die Bezeichnung TMS 1 95 1 . Dem großen Anschlußbedarf der Par­ allelausgabe steht wegen der dadurch fehlenden M ultiplexfre­ quenz der Vorteil entgegen, daß ein im leichen Gehäuse unter­ gebrachter Rundfunkempfänger nicht gestört wird. Der MM 5316 beindet sich i n einem 40poligen O lL-Gehäuse. Bild 6 zeigt die Anschlußbelegung. Seine I nnenstruktur weicht im Prinzip nur in funktionsbedingten Einzelheiten von der des CM 202 ab. Diese gehen aber aus dem noch folgenden Anwen­ dungsbeispiel hervor. Die wichtigsten Daten wurden in Ta­ belle 2 zusammengefaßt. Es ist bei ausreichender Konstanz der Netzfrequenz üblich, solche Uhren mit der Frequenz des Netzes zu takten. Der Schaltkreis läßt sich dazu wahlweise auf 50 Hz oder auf 60 Hz einstellen. I m Fall des M M 5316 ist für 50-Hz-Betrieb der An­ schluß 36 mit Uss zu verbinden. Auch der Zählumfang der An­ zeige l äßt sich umschalten : Anschluß 38 an V55 bedeutet 24Stunden-Anzeige ; ofener Anschluß 38 heißt 1 2-Stunden-An­ zeige mit zusätzlicher A usgabe eines AM/PM-Signals (Vor­ mittag/Nachmittag). Bild 7 gibt eine typische Schaltung für 24-h-/50-Hz-Betrieb mit Fluoreszenzanzeigen wieder. Sie informiert auch über wichtige Einzelheiten von Arbeitsweise und Bedienung. So kann das 4stellige Display (wie auch beim CM 202) auf die Ausgabe von M inuten und Sekunden umgeschaltet werden. Tn der Schaltung ist auch eine Helligkeitseinstellmöglichkeit enthalten, die eben­ sogut mit einem Fotowiderstand automatisiert werden kann. (Diese auch beim CM 202 gegebene M öglichkeit - dort durch die getrennte Anzeigestromversorgung vorbereitet - wurde im beschriebenen Modell nicht genutzt.)

Der Umgang mit dem C-Register erfordert einige Übung. Da­ nach stellen jedoch die gegebenen Variftionsmöglichkeiten recht zufrieden. Bei der Eingabe »Langsam stellen« über Ta 1 (mit Ta 5 ) machten sich zunächst starke Prellerscheinungen bemerkbar. Vor allem beim Loslassen sprang die M inutenanzeige beträcht­ lich weiter. Erst die Verbindung dieses Eingangs mit U00 über

•

•

•

Tabelle 2 Daten des MM 5316 Parameter Betriebsspannung Stromaufnahme

50/60-Hz-Eingang Frequenz Spannung : H-Pegel L-Pegel Blanking-Eingangsspannung : H-Pegel L-Pegel alle anderen Eingänge : H-Pegel L-Pegel

Bedingungen

Uss( U00 = 0 V) ohne A usgangslasten Uss = + S V Uss = + 29 V

min

typ.

+8

2 3

GleichSpannung

Uss Uno

Uss - 2 Uno interner Widerstand 2,5 MO nach U00

Spannungsausfallanzeige bei : ( Uss) Ausgangsströme : Uss = 2 1 . . 29 V Uno = O V I Hz H-Pegel UoH = Uss - 2 V L-Pegel UoL = Uno bei allen anderen A usgängen H - Pegel UoH = Uss - 2 V L-Pegel UoL = Uno

ss Uno

-

9

.

1 500

50

1

50 oder 60

Uno

max

+ 29

V

4 5

mA mA

30k

Hz

Uss Uno +

V V

Uss Uss - 4

V V

20

V

Uss Uno + 2

V V

LA LA .A

LA

•

•

SCHALTUN G S SA M M LUNG

Dritte Lieferung

Kapitel 5 - Allgemeine Digitaltechnik Einchip-Digitaluhren

•

b d

Stund?n > > > ' :o (

•

•

Z! hner -

Minut?n

M;o,oo

Bild 6

(Blatt 3)

PM - Ausgang 1-Hz-Ausgang 12/2. h -Wahl Anz?ige sperre 50/60 Hz - Wahl 50/60 Hz-Eingang schnell stell!n langsam st?ll!n S?kund?nanzeig! -Wahl W!C kanzeig!-Wahl Tim?ranz!ig? - Wahl

Z?hn?r -tmden 2 b +c f 3 g

Uss

Uoo

{

g b e

MM 53 16 (von oben)

·

Timer- Ausgang Weck?r aus W?ck?r-Ausgang W?ckwi?derholung Ausgan� .Cqmmon sourC?" (für Hel igk?tlssleu?rung) Ausgang Minut?n c Ausgang Minuten d

Anschlußbelegung des MM 5316 (TMS 1 951)

·

1 982

Blatt

5-6

Der MM 5316 hat einen rückwärts zählenden 59-min-Timer mit Schaltausgang, über den z. B. ein Rundfunkgerät nach Ablauf einer vorgewählten Zeitspanne selbsttätig abgeschaltet werden kann (sleep). Die vom CM 202 her bekannte Weckwiederholung (snooze) arbeitet bei diesem Modell auch bei der zweiten Wieder­ holung ohne Ansprechverzögerung. Statt der Ansteuerung des internen Teilers mit der ungenauen 50-Hz-Netzfrequenz (was sich auch bei nur 4stelliger Anzeige bald bemerkbar macht) kann über den Eingang »50/60-Hz-input« je nach gewähltem »mode« eine auf 50 oder 60 H z geteilte Quarzfrequenz eingespeist wer­ den. Dabei ist zu beachten, daß im Betriebsfall nach Bild 6 An­ schluß 35 gegen 28 negative H albwellen mit Amplituden von mehr als U00 erhält. Man steuert also am besten über eine Tran­ sistorstufe mit pnp-Transistor a n : Kollektor an 35, Emitter an 28, »Pull-up«-Widcrstand I 00 k!l von 29 nach 35. I n sofern ist der MM 5316 dem CM 202 unterlegen : Er benötigt außen einen kompletten Quarzgenerator mit Teiler (realisierbar z. B. nach Blatt 5-1 dieser Schaltungssammlung oder durch den CMOS-Generator aus [6]), während an den CM 202 nur der Quarz selbst angeschlossen werden muU .

Literatur [ I ] Bilz, F. : Digitaluhr und Rechner mit U 820 D, radio fern­ sehen elektron i k 27 ( 1 978) H eft I 0, Seit: 662 bis 666 [2] Bogojev, T.fTonkov, A./Savov, G. : Uhrenschaltkreis CM 202, radio fernsehen elektronik 29 (1 980)_Heft I 0, Seite 63 1 bis 633 [3] Bogojev, T. : I ntegrierte MüS-Sehaltungen für elektronische Uhren, radio fernsehen elektronik 28 ( 1 979) H eft 8, Seite 488 bis 49 1 f4] . . . : Wir lernten kennen : Uhrenschaltkreis CM 202, radio fernsehen elektronik 30 ( 1 98 1 ) Heft 5,' Seite 3 2 1 bis 323 [5] . . . : M M 53 1 6, description, National Semiconductor corp., USA [6] Schlenzig, K./Biäsing, K.- H. : Schaltbeispiele mit dem Rech­ nerschallkreis U 820 D/ U 82 1 D, Reihe »electronica«, Band 1 79, Militärverlag der D D R (YEB) - Berlin, 1 980

'

•

Ausgang ,Comm. source" -�-I S0/60Hz Eingang ---______--lUoo Zehner-Stunden Stunden

MM 5316

Zehner-

---

*)je nach Digitrondaten

Bild 7 Stromlaufplan einer 4stelligen Tischweck­ uhr mit M M 5316 m i t Fluoreszenz­ anzeige, Takt aus der Netzfrequenz

Tips zum Einsatz von Magnetbändern und Magnetbandkassetten

Die praktische Tabelle

Magnetbänder werden unterteilt i n

Tabelle Austausch von Schallplatten-Abtastsystemen System

Prinzip

Bemerkungen

TAMU 2 TAK 0 1 59 TAKU O I 53 TAKU O I 57 KSM 0 1 6 1 N KSM 0 1 6 1 KSMU 0261

magnetisch K ristall K ristall Kristall K ristall K ristall K ristall

veraltet veraltet veraltet veraltet Normalrillen Mikrorillen, mono umschaUbar M ikro/ Normal ril le mono umschaUbar Mikro/ Normalrille, mono Stereosystem Stereosystem Stereosystem

KSMU 0263 KSS 0 1 60 KSS 0 1 62 KSS 0 1 63 KSS 1 02 es 2 1 KS 22 N KS 22 S KS 22 SD KS 23 S KS 23 S D KS 23 1 S KS 23 1 S D 3 MU 4M 5 MSD MS 1 5 SD MS 1 5 N MS 1 6 SD M S 1 7 SD MS 25 SD MS 27 SD

Ersatz

ohne ohne ohne ohne KS 22 N KS 22 S/SD KS 22 SD/S mit Adapter K ristall KS 22 S/SD mit Adapter K ristall KS 22 S/SD Kristall KS 22 S/SD K ristall KS 22 S/SD K ristall KS 22 S/S D Piezokeram. Stereosystem KS 22 S/SD Kristall Normalrillen ohne Ersatz Kristall Stereosystem ohne Ersatz Kristall Stereosystem ohne Ersatz Kristail Stereosystem ( KS 23 S/SD) Kristall mit/ohne Keil ( K S 2 3 1 S/SD) Kristall Stereosystem (KS 23 S/SD) K ristall mit/ohne Keil (CS. 24 S/SD) magnetisch umschaUbar M ikro/ Ü bertrager Normalrille mono überbrücken, KS 22 S/S D magnetisch Mikrorillen, mono Übertrager überbrücken, KS 22 S/SD magnetisch Stereosystem (MS 1 5 S D) mit Diamant (MS 1 6 S D) (MS 1 7 S D) magnetisch Stereosystem (MS 1 6 S D) mit Diamant (MS 1 7 SD) magnetisch Normalrillen Entzerrer ü berbrücken, KS 22 N magnetisch Stereosystem MS 1 7 S D magnetisch Stereosystem MS 1 6 S D magnetisch H i Fi-System (hochwertige 1 /2-Zoll NSW-Typen)* magnetisch H i Fi-System MS 25 S D 1 /2-Zoll (hochwertige NSW-Typen)*

* Hinwei s : in der D D R nicht handelsüblich ! Grundsätzlich ist folgendes zu beachten : - Beim Austausch von Magnetsystemen gegen Piezosysteme und umgekehrt ist zu berücksichtigen, daß Magnetsysteme einen Anpassungsübertrager (ältere Geräte) bzw. einen Sehneid­ kennlinienentzerrer benötigen. Bei E insatz eines Piezosystems ist dieser zu überbrücken. - Der im Gerät eingesetzte Tragarm muß die für das betrefende System geforderte Einstellung der Auflagekraft ermöglichen. - Mit Normalrillensystemen nur 78er Normalrillenplatten ab­ tasten ! Mit Mikrorillensystemen nur Mikrorillenplatten ab­ tasten ! Die jetzt augenblicklich im Handel befindlichen Stereo­ platten werden von diesen Systemen beschädigt ! Dagegen ist die Abtastung älterer Normal- und Mikrorillenplatten mit modernen Stereosystemen ohne Nachteil für die Platte mög­ lich. Man sollte jedoch für diese Zwecke ein gesondertes Sy­ stem verwenden, da der Abtaster bei wiederholtem Gebrauch für diese Zwecke einem anderen Abschlif (Verschleiß) unter­ liegt, der bei Wiederbenutzung auf Stereoplatten zur R i l len­ beschädigung führt. - Beim Austausch von Kristallsystemen gegen Piezosysteme ist zu beachten, daß von letzteren eine etwas geringere Ausgangs­ spannung abgegeben wird (Verstärkungsreserve des Wieder­ gabeteils beachten !).

Standardband

- die Banddicke ist 5 0 .m, i n Produktion ist der Typ 1 03 . Langspielband - die Banddicke ist 35 .m, produziert werden Typ 1 1 3 und Typ I 1 4 LH. Doppelspielband - die Banddicke ist 25 .m, produziert werden Typ 1 20 und Typ 1 2 1 LN. Dreifachspielband - die Banddicke ist 18 .m, produziert werden Typ 1 30 und Typ 1 3 1 LH. ' Das Standardband Typ I 03 verlangt einen größeren Bandzug, so daß es nur auf älteren Geräten (etwa BG 26/ K B 1 00) eingesetzt' werden kann. Für Vierspurgeräte auf keinen Fall verwendbar.

- E i n Austausch von magnetischen Abtastsystemen der Typen MS 1 5, 1 6, 1 7 SD gegen die Spitzensysteme MS 25, MS 27 S D ist nicht möglich, da außer konstruktiven Änderungen ( 1 /2Zoll-Befestigung) auch andere E ingangsimpedanzen des Ent­ zerrerverstärkers erforderlich sind. - Beim A ustausch der HiFi-Spitzensysteme M S 25 S D gegen Typen anderer Hersteller (Unitra, Supraphon, Shure, Philips, A DC, Pickcring, Audio u. a.) sind die jeweiligen Hersteller­ angaben zu beachten. Es sind nicht alle Spitzenerzeugnisse ein­ setzbar, da die hochwertigen Eigenschaften nur unter Beach­ tung der speziischen Anschlußbedingungen erreicht werden. Die Langspielbänder Typ 1. 1 3 und Typ 1 1 4 LH sind für den robusten Betrieb auf Zwei- und Vierspur-Magnetbandgeräten geeignet. Auf Grund des besseren, nadelförmigen Eisenoxids muß eventuell bei älteren Geräten die Amplitude von Lösch- und Vormagnetisierungsstrom um etwa 15 bis 20 �� vergröße 1 t werden. Der Typ 1 1 4 LH ist vor allem gedacht für hochwertige Bandgeräte der H i Fi-Klasse. Die Doppelspielbänder sind vor allem für Vierspurgeräte ge­ eignet, dabei ist der Typ 1 20 das »Universalband« für den Ton­ amateur. Durch die bessere Schmiegsamkeit am Tonkopf ist die Höhenwiedergabe gut. Der Typ 1 2 1 LH ist vor allem für die Geräte B I 0/ZK 1 46/ZK 246 gedacht. Vorsicht geboten ist beim Einsatz der D reifachspielbänder, sie verlangen genau eingestellte Bremsen, exakten Bandzug und gut justiertes Laufwerk. Ansonsten kommt es schnell zu einer über­ mäßigen Dehnung des Magnetbandes, das Welligwerden an den Bandkanten verschlechtert den Band-Kopf-Kontakt. Ansonsten werden sie eingesetzt wie Typ 1 20/ 1 2 1 LN. Magnetbandkassetten gibt es mit Eisenoxidband und Chrom­ dioxidhand in den A usführungen K 60 LN und K 90 LN. Bei älteren Kassettenbandgeräten sollte man nur K 60-Kassetten verwenden, da bei K 90-Kassettcn ein sehr dünnes Magnetband verwendet wird (K 60 - 1 8 .m ; K 90 - 1 2 .m). Durch Band­ streckung wird die K 90-Kassette schnell unbrauchbar. Chromdioxidkassetten können optimal nur auf solchen Geräten benutzt werden, die elektrisch dafür dimensioniert sind. Gegenüber einer Eisenoxidkassette verlangt eine Chromdioxid kassette -

eine um etwa 50 /� größere Vormagnetisierungsamplitude, einen um etwa 1 30 /� größeren A ufzeichnungsstrom, eine um etwa 40 �� größere Löschamplitudc, eine von 1 20 .S auf 70 .S umgeänderte Höhenentzerrung zur F requenzganglinearisierung.

Chromdioxidkassetten aus der modernen Fertigung haben keinen stärkeren Kopfabrieb wie Eisenoxidkassetten . Da alle Magnetbänder heute auf Polyesterbasis hergestellt wer­ den, ist ein K itten mit dein O RWO-Kieber A970 nicht möglich. Gerissene Magnetbänder werden mit dem H interklebeband O RWO Typ 740 geklebt. Wichtig ist das Reinigen von Kombikopf und Löschkopf nach etwa 30 bis 60 Betriebsstunden. Verunreinigte Köpfe ergeben leisere Aufnahmen und fehlende Höhenwiedergabe. Zur Reini­ gung gibt es die O RWO-Reinigungskassette, die man nur etwa 2 min ablaufen läßt (bei »Wiedergabe«). Da bei längerer Ablauf­ dauer der Kopfabrieb zu stark ist, sollte man im Wechsel zur Reinigung den Servicestab (VEB Goldpfeil Magnetkopfwerk Hartmannsdorf) verwenden. M i t dem Filzkissen und reinem Alkohol bzw. benzolfreiem Spiritus können M agnetköpfe, Ton­ welle, Bandführungen und G ummiandruckrolle gereinigt wer­ den. Bei modernen Ferrit-Magnetköpfen ist die Reinigungs­ kassette nicht einsetzbar.

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SCHALTUNG S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 7

-

Meßtechnik

Erweiterungen am Amateuroszillografen

1.

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•

Der Oszillograf EO 201 (vgl. 2. Lieferung der Schaltungssamm­ lung) hat als preisgünstiges Gerät bereits weite Verbreitung ge­ funden. Deshalb sollen zunächst einige Schaltungsvorschläge zu sinnvollen Änderungen an diesem Gerät gegeben werden unter Berücksichtigung der später anzusch,Ießenden Zusatz­ geräte. Die G rundlage dafür bildet die in der 2. Lieferung der Schaltungssammlung veröfentlichte Schaltung des EO 201.

2. 1.

•

•

Ä nderungen am EO 201

Schaltungsänderung zur Verbesserung der Hellsteuerung

Am l inken Bildrand macht sich zu kurzen Ablenkzeiten hin eine zunehmende Verkürzung der sichtbaren A uslenkung bemerkbar. Der G rund für diese Erscheinung liegt darin, daß der Transistor T20 1 8 während der Hellphase gesperrt ist. Die kapazitive Last .am Kollektor und die gewählte Ansteuerung an der Basis ver­ hindern einen schnellen Spannungsanstieg am K ollektor und damit die sofortige Hellsteuerung zu Beginn des K ippablaufs. Die Schaltung nach Bild l sichert die schnelle A usräumung der Ladungsträger im Basisraum der T201 8 zu Beginn der Hellphase. Zu diesem Zeitpunkt ist T20 1 5 im Gegensatz zu T20 1 7 leitend. Deshalb entfernt man C2032, und die Basis des T20 l 8 wird über 56 pF direkt vom T20 1 5 gesteuert. Die Spannungsanstiegsge­ schwindigkeit am M P 5 ist jetzt nur noch von der Zeitkonstante aus R2067 und der kapazitiven Last (Oszillografenröhre, Aus­ gangskapazität des T20 1 8, Schaltkapazität) abhängig. Bei der Schaltung nach Bild 2a werden diese Kapazitäten zusätzlich durch einen pnp-Transistor umgeladen. Diese Beschaltung ist so wirksam, daß der Arbeitswiderstand R2067 vergrößert werden konnte. Während bei der Schaltung nach B i l d I die Hellsteue­ rung zwar wesentlich früher wirksam wird, aber noch nicht m i t dem Beginn des Sägezahns zusammenfällt, ist b e i d e r Schaltung nach B i ld 2 a die Oszil lografenröhre bereits kurz vor dessen Be-

Bild I

' Schaltun gsänderung zur Verbesserung des impulses an der Basis des Hellsteuertransistors

Schalt­

7-1

Bild 2 Schaltungsänderung zur Verbesserung der Hellsteuerim­ pulse am Wehnelt­ Zylinde r : a - Strom­ laufplal ; b - Leiterbild ; c - . Bestückungsplan

Einleitung

Für den fortgeschrittenen Amateur gehört der Oszillograf be­ reits zur G rundausrüstung des Meßgeräteparks. Er wird daran interessiert sein, den Gebrauchswert seines Oszil lografen durch Zusatzgeräte nach und nach zu steigern. Der vorliegende Bei­ trag sol l dazu A n regungen geben und Vorschläge für den Nach­ bau unterbreiten. Im Prinzip sind die einzelnen Zusatzgeräte für jeden Oszillografen einsetzba r ; sie wurden jedoch speziell für den EO 201 vom VEB Radio und Fensehen Karl-\larx-Stadt entwickelt. Einige Änderungen an diesem Gerät waren erforder­ lich, um die Zusätze optimal zu nutzen. Dazu gehören z. B. eine B uchse für die Stromversorgung aktiver Tastköpfe und ein Ein­ gang für externe Triggerung . I nzwischen ist mit dem EO 2 1 1 eine Weiterentwicklung entstan­ den, die einige der beschriebenen Verbesserungen schon enthält . Andere dagegen können bei ihm ebenfalls nachgerüstet werden. Die im folgenden behandelten Erweiterungen sind als Zubehör zur Erhöhung des Gebrauchswerts zu betrachte n . G rößere Ob­ jekte, die im G runde bereits den Umfang von Geräten haen (z. B. Mehrkanalzusatz, Wobbelzusatz), bleiben vorerst aus­ geklammert.

2.

(Blatt 1 )

Blatt

R065

20

ginn hellgesteuert. Die sichtbare Auslenkung bleibt dadurch bis zur kürzesten K i ppzeit weitgehend konstant. Ein Teil der ver­ bleibenden, schaltungsbedingten Amplitudenänllerung kann zu­ sätzlich durch einen Kondensator (etwa 220 pF) vom Schleifer R2075 nach Punkt 1 3 beseitigt werden. Er korrigiert die Ampli­ tudeneinstellung an der rechten Bildkante beim höchsten Kipp­ bereich. Durch die frühzeitige Hellsteuerung werden bei den kurzen Kippzeiten aber auch nichtlineare Teile des Sägezahns sichtbar, die zur nichtlinearen Abbildung an der äußersten linken Bildkante führen . .Dieser Schönheitsfehler ist für den Einsatz des Oszillografen im allgemeinen bedeutungslos. Für die Schaltung nach Bild 2a zeigt Bild 2b das Leiterbild und Bild 2c die Be­ stückung. der Subplatte, die an Stelle von R2067 hochkant ein­ gesetzt wird.

2.2.

Schaltungsänderung zur Senktmg der Fehlstromempind· Iichkeit

Die stabilisierte 1 5-V -Strecke ist im EO 201 nicht niederohmig mit der Masse des Geräts verbunden. A lle Fehlstrome h vom Minusanschluß Punkt 1 3 bzw. Plusanschluß Punkt 5 nach Masse ' führen zu einem Spannungsabfall UF an R2008 und an R2007 entsprechend der Schleiferstellung ( Bild 3 ) . Fehlströme können unterschiedliche U rsachen haben. Sie entstehen z. T. im Gerät selbst (Formierungsströme verschiedener Elektrolytkondensa­ toren, J solatiol'sströme des Netztransformators usw.) ; sie kön­ nen aber auch über den Eingang eingespeist werden, z. B. bei Übersteuer u ng. Die dadurch erzeugte Span_nung UF steuert den Diferenzverstärker T2002, T2003 an. Die Wechselspanmmgs­ anteile werden dabei über C2005 nach Masse abgeleitet ; die G l eichspannung wird jedoch mit etwa 10 mV/Teil zur Anzeige

Bild 3

Schaltungsauszug (vereinfacht) zur Erläuterung der Fehlstromempindlichkeit

Bild 4

Schaltungsänderung zur Unterdrückung der Fehlstromempindlichkeit

Tabele 1 X-Ablenkung durch

S4

S3

Bu2 (X)

beliebig

X

X-Eingang externes X-Signal

Kipp Sägezahn� internen Sägezahn ausgang

gebracht . Bei M ittelstellung des Trimmwiderstands R207 er­ gibt sich eine Fehlstromempindlichkeit von etwa 1 9 .A/Teil . Eine wesentlich geringere Empindlichkeit hat d i e geänderte Schaltung nach Bild 4, bei der die Fehlströme an den nieder­ ohmigen Widerständen von G r202 bis G r204 nur einen ge­ ringen Sptnnungsabfall bewirken. Sie ergibt einen .geringen schaltungstechnischen Änderungsaufwand, erfordert aber unter Umständen das Auswechseln des Eingangstransistors T201 bzw. der Z-Diode Gr202. Durch die Fixierung der negativen Span­ nung an Punkt 1.3 mit G r202 (alle Spannungen gegen M asse be­ trachtet - im Gegensatz zu den Spannungsangaben im Strom­ laufplan des EO 20 1) kann die Einstellung der vom Herstel ler in Punkt 5.2. der Serviceanleitung geforderten Spannung von 8,5 V an MP 8 nicht mehr durchgeführt werden, wenn gleichzeitig der Strahl auf M itte stehen soll . Um das zu erreichen, muß die Summe der Gate-Source-Spannung des T201 und der Z-Span­ nung von G r202 gleich der geforderten Spannung von 8,5 V sein. Ist das der Fall, kann mit R207 oder R209 die Mitten­ einstellung des Strahles vorgenommen werden, wobei sich gleichzeitig die erforderliche Spannung an MP 8 ergibt. Um die 1 5-V-Strecke auch fr weitere Anwendungen n utzen zu können, ist es zweckmäßig, T201 und G r202 so auszusuchen, daß sich an Punkt 1 3 eine negativ! Spannung von etwa - 8 V gegen Masse ergibt. Die positive Spannung an Punkt 5 sollte bei etwa + 6 V liegen. Sie läßt sich notfa l ls durch Änderung von G r20 1 4 erreichen. Hinweis: An Stelle von G r203 und G r204 läßt sich vorteilhaft auch eine VQA 13 od. ä. einsetzen (kleinerer TK).

2.3.

Änderung der Triggeransteuerung und des X-Eingangs

Es gibt viele Anwendungsfälle, bei denen die intene Trigger­ ' ansteuerung im EO 201 mit positiver Triggerlanke völlig unzu­ reichend ist. Da .selbst eine umschaltbare Triggerlanke noch nicht efriedigt, bleibt als A usweg nur die externe Trigger­ an1teuerung. Bei diesen Üerlegungen muß auch die Einbau­ möglichkeit in das fertige Gerät berücksichtigt werden. Unter diesen Bedingungen entstand die Schaltung nach Bild 5 a . Durch

Triggerauslösung

interne positive Flanke

2

K i pp

internen Sägezahn

interne negative Flanke

3

K ipp Triggereingang

internen Sägezahn

externe positive Flanke

internen Sägezahn

externe negative Flanke

---

4

K ipp

Ausnutzung des X-Eingangs und mit einem zusätzlichen Schal­ ter S4 sind die Betriebsarten nach Tabelle I vorgesehen. Ab­ hängig von der Stellung der Schalter S3 und S4 hat die X-Ein­ gangsbuchse mehrere Aufgaben zu erfü l len. Sie wirkt gleicher­ maßen als Eingang und als Ausgang. In jedem Fall gelangt das an der Buchse l iegende Signal zum 2stuigen Verstärker mit T2 als Impedanzwandler und T3 als Phasenspalterstufe. Dieser Verstärker ist gleichspannungsgekoppelt und hat eine Spannungs­ verstärkug � I . Die Eingangsempindlichkeit des EO 201 von etwa 0,5 V/Teil bleibt damit erhalten. Der Eingang des X-Ver­ stärkers T20 1 9 wird jedoch bei S3 in Stellung »X« an das inver­ tierte Signal angeschlossen, so daß die X-Auslenkung jetzt phasenrichtig erfolgt, d. h., positive Eingangsspannungen ergeben Auslenkung nach rechts. Von der Darfingtan-Stufe des X-Verstärkers ( M P 7) wird das Signal über Tl und S4 an die Eingangsbuchse zurückgeführt. Damit nun keine Rückwirkung auftritt, bleibt dieser Transistor über S3 in Stellung »X« gesperrt. In allen anderen Stellungen ist Tl leitend. Das am M P 7 l iegende Signal, in diesem Fall der interne K ippvorgang, gelangt über R8, Tl und R2 an die X­ Buchse, wenn gleichzeitig S4 in Stellung I oder 2 steht. Das heißt : Solange der Oszillograf intern getriggert wird, kann an der X-Buchse der Sägezahn an R, = 20 k! entnommen werc den. M i t T4, abgleichbar durch R6, läßt sich dabei die Ausgangs­ spannung symmetrisch zu 0 V einstellen. Der Sägezahn kann u. a. zur Messung der K ippfrequenz genutzt werden, die im synchronisierten Zustand der Frequenz des dargestellten Signals entspricht oder ein ganzzahliger Teil davon ist - je nach Einstel-

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•

vom

MP 7

Bu2

I I I

L

• 53

_ _ _

•)Abgleichwerf

Bild 5 a

SCHALTUN G S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 7

-

Meßtechnik

Erweiterungen am Amateuroszillografen

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7-2

spannung am X-Eingang ist begrenzt durch die Speisespannun­ gen, also etwa ± 7 V. Bei betragsmäßig größeren Werten wird D l oder D2 leitend. Dieser Fall führt zu den in Abschnitt 2.2. angesprochenen Fehlströmen. Deshal b überzeuge man sich vor­ her, ob die anzuschließende Triggerquelle diesen Bedingungen genügt. Einige Überlegungen zur Unterbringung des Schalters S4 führ­ ten schließlich zum Miniaturdrehschalter für gedruckte Leiter­ platten, der mit der Leiterplatte an Stelle der zweiten Wider­ standsbahn an einen umgebauten Doppelschichtdrehwiderstand nach TGL 9102 montiert wurde. Bild S b zeigt die Leitungs­ führung für diese Leiterplatte (Bestückung nach B i l d 5 c) . A n Stelle des X-Verstärkungsstellers u n d versehen m i t seiner Wider­ standsbahn fand die Einheit schließlich im Gerät Platz. Die da­ nebenliegende Lampenfassung verhindert den Einbau und muß entfernt werden. Die Betriebsanzeige übernimmt jetzt eine VQA 13 nach Bild 6 a aus der 1 5-V-Strecke der Stromversor­ gung. Sie läßt sich aber auch (dafür ist D2 vorgesehen) wie vor­ her die Lampe aus dem Heizkreis speisen. In diesem Fall liegt aber die hohe negative Spannung an der Leiterplatte. Für beide Anwendungsfälle zeigt Bild 6 b die Leitungsführung,und Bild 6c die Bestückung .

••

•

(Blatt 2)

B latt

Bild 5

Triggeransteuerung und X- Eingangsverstärke r : a - Stromlaufplan ; b - Leiterbild ; c - Bestückungsplan

l ung des Kippbereichs. Mit dem Tastteiler I 0 : I und mit vor­ gesetzter Tastspitze mit eingebautem 1 -Mn-Vorwiderstand ist es auf diese Weise möglich, rückwirkungsfrei die Oszillatorfrequenz einer Quarzarmbanduhr mit einem Zählfrequenzmesser zu messen. Die G l eichspannungskopplung des gesamten X-Verstärkers er­ fordert einen Potentialabgleich. Bezugspunkt für diesen A b­ gleich ist die mittlere Spannung am MP 7 bei eingeschalteten K i ppbereichen. Der gleiche Wert ist in Stellung »X« durch A us­ suchen der Z-Diode D3 und, geringfügig, durch Abgleich mit R l 2 einzustellen. Bei richtigem Abgleich steht der unabgelenkte Strahl in Stellung »x« auf Mitte, wenn vorher in den Kippberei­ chen die Anzeige mit der X-Verschiebung auf M itte gestell t wurde. B e i dieser Stellung läßt sich auch d i e volle Ausschreibung des Bildschirms erreichen. Wird dagegen der unabgelenkte Strahl an eine Bildkante verschoben, läßt sich bei minimaler X-Ver­ stärkung (Dehnung mit R5 auf Linksanschlag) nur etwas mehr als der halbe Bildschirm mit dem Eingangssignal überschreiben. Der G rund für diese Eigenschaft liegt i n der geringen Empind­ lichkeit des X-Verstärkers mit T20 1 9 bis T2023, bezogen auf die zur Verfügung stehende Speisespannung. Hinweis: l nfolge der ; Belastung durch den Triggereingang mit T201 0 ist die Empindlichkeit des X-Eingangs geringfügig von der Stellung des Schalters S4 (Stellung 3 und 4) abhängig. Von der Triggeransteuerung i m EO 20/ wurden C20 1 3 und C20 1 4 entfernt. Angesteuert wird jetzt über S4. I n Stellung I wer­ den von T2006 das positive, in Stellung 2 von T2006 das nega­ tive Y-Signal zur internen Triggeransteuerung über C5, C6 und R2042 an T20 1 0 geschaltet. Extern wird über den 2stuigen Ver­ stärker nach Bild 5 in gleicher Weise gesteuert, bei Stellung 3 mit positivem und in Stellung 4 mit negativem EingangssignaL Eine weitere Stellung zur Triggerung mit N etzfrequenz ist denk­ bar, wurde jedoch nicht vorgesehen. Die maximale Eingangs-

Bild 6

2.4.

Betriebsanzeige mit LE D : a - Stromlaufplan ; b - Leiter­ bil d ; c - Bestückungsplan

Unterbrechung der Dunkelsteuerung bei X-Ablenkung

Während des Betriebs als X-Y-A nzeigegerät kommt es beim

EO 201 immer wieder zur kurzzeitigen Dunkelsteuerung der Anzeige. Das hat seinen G rund in der Triggeransteuerung, die, vom Y-Signal abgeleitet, nach wie vor dem Kippteil zugeführt wird. Dabei kann der auf »X« stehende Schalter S3 in der Ori­ ginalbeschattung nicht verhindern, daß die K ippschaltung an­ spricht und über T20 1 8 die Anzeige dunkelsteuert. Unter un­ günstigen Umständen löscht die Dunkelsteuerung einzelne Si­ gnalteile vollständig aus. Mit der geringfügigen Schaltungsänderung nach Bild 7 läßt sich diese Eigenart leicht beseitigen. Über S3 wird jetzt in Stellung »X« die Basis von T20 1 4 nach Punkt 1 3 kurzgeschlossen, so daß die Triggeransteuerung keinen Einluß auf die Anzeige mehr hat.

rrr rr S3

0 0 0 0 0

12

Basis

T 2014

Bild 7

1

13 1

On

C027 Anode Gr2007

Schaltungsänderung zur Unterbrechung der Dunkel­ steuerung bei X-Y -Betrieb

2.5.

�

Stromversorgung für externe Geräte

1

Es liegt nahe, externe Geräte mit geringem Eigenstrombedarf, wie aktive Tastköpfe usw., aus dem G rundgerät, d. h. dem EO 201, direkt zu betreiben. Auf der Suche nach einer geeigneten Buchse iel die Wahl schließlich auf die 5polige Diodenbuchse. Neben Masse und ± U0 lassen sich mit dieser Buchse auch noch X- und Y-Eingangsspannung übertragen. Dabei stört aber das kapazi­ tive Übersprechen zwischen den beiden Eingängen innerhalb der Buchse. Daher wurde ein geerdeter Mittelstift im Zentrum der B uchse eingebracht, der das Übersprechen wirksam vermindert. Für einen aktiven Tastkopf od. ä. ist jetzt lediglich eine Zuleitung erforderlich. Um die Diodenbuchse unterzubringen, wurde die X-Eingangs­ buchse durch eine 50-0-Buchse ersetzt. Die Diodenbuchse tritt an die Stelle der nebenliegenden Massebuchse, wobei die linke Kante der ursprünglichen Bohrung in der Frontplatte mit der linken Kante der neuen Bohrung zusammenfällt. Bild 8 zeigt die Belegung der Buchse. Die positive Speisespannung enthä)t Reste der Kippspannung und wird deshalb mit C l , Rl zusätzlich ge­ siebt. B i ld 8

zum

Y- Eingang Bu l

3.

·

-- - - - - - - - - -

5

•J Ab gleichwert

R . = 05 · R 7

•

Bild 9

Stromversor­ gung für ex­ terne Geräte

zum

X- Eingang lu 2

Zusatzgeräte für Oszillografen

Im folgenden wird eine Reihe von Zusatzgeräten beschrieben, die unter besonderer Berücksichtigung der im vorangegangenen Text beschriebenen Änderungen am EO 20 I entstanden sind. Für den Einsatz bei anderen Geräten müssen unter Umständen klei­ nere Korrekturen, aber auch der Selbstbau von Stromversor­ gungsteilen in Kauf genommen werden.

3. 1 .

-

Aktiver Tastkopf,

V =

I

Dieser Tastkopf ist besonders für Signalquellen mit kleinen Spannungen vorgesehen, die nur wenig belastet werden dürfen und bei denen der Einsatz des Tastteilers I 0 : I zu große Span­ nungsdämpfung verursacht, also etwa im Bereich zwischen 1 0 und 500 mV. Der Belastungswiderstand des Tastkopfs besteht aus dem Eingangswiderstand des Oszillografen und aus der Zu­ leitung, ist also vorwiegend kapazitiv. Um auch mit kleinen Speiseströmen noch hohe Umladungsgeschwindigkeiten an die­ sen Kapazitäten zu erreichen, wurde die Schaltung nach Bild 9 a entworfen. Sie enthält den Impedanzwandler T l m i t seinem Arbeitswiderstand T2. Dies�r wird zusätzlich vom Drainan­ schluß des T l gesteuert. Für die positive Flanke wird also T l niederohmig und für die negative T2. Der A usgangswiderstand der Schaltung bleibt damit für beide Flanken des Eingangs­ signals niederohmig und sichert die schnelle Umladung der Last­ kapazität innerhalb eines Zeitraums von etwa 50 ns. Der L,ngs­ widerstand RB paßt den niederohmigen Ausgang an die 75-0Zuleitung an. Er ist erforderlich, um die am hochohmigen Oszil lo­ grafeneingang relektierten ·Wellen zu absorbieren. M it steigen­ der Eingangsspannung ( U. > 0,5 V) und i großer Flanken­ steilheit wird die Gate-Source-Sirecke wä hrend der positiven Flanke leitend. Der G rund dafür liegt in der kapazitiven Be­ lastung und in der endlichen Steilheit des FET. Die Leitfähigkeit führt zum Richtstrom (Audionefekt) an R2 und am Quellwider­ stand des Meßobjekts. Der dadurch hervorgerufene Spannungs­ abfall verschiebt die A nzeige ins Negative. Ist der Quellwider­ stand für den Richtstrom nichtlinear (z. B . unbelastete TTL­ Gatter), kann der Richtstrom einen zu hohen H-Pegel vor­ täuschen. Wenn diese Eigenschaft nicht stört bzw. bei geringen Flankensteilheilen des Eingangssignals kann der Tastkopf selbstverständlich auch Eingangsspannungen von Ue = ± 5 V verarbeiten. Der Transistor T I ist auf UGs � 0 V bei /0 = I mA auszusuchen. Der. Abgleich auf UGs = 0 V ± 20 mV wird am fertigen Objekt

Aktiver Tast­ kopf, V = I : a - Strom­ laufplan ; b - Leiter­ bild ; c - Be­ stückungs­ plan

mit R7 vorgenommen. Dieser Abgleich ist erforderlich, um bei hoher Eingangsempindlichkeit den G leichstromeingang be­ nutzen zu können. Die Schutzdioden D l , D2 am Eingang müs­ sen geringe Sperrströme aufweisen, da die Diferenz der Sperr­ ströme an R l und R2 einen Spannungsabfall erzeugt, der zur Anzeige beiträgt und sie bei ofenem Eingang im Extremfall aus dem Anzeigebereich schiebt. Der mechanische Aufbau des Tastkopfs richtet sich nach den jeweiligen Gegebenheiten. Bild 9 b zeigt die Leitungsführung, Bild 9c die Bestückung für eine Ausführung mit B N C-Buchse am E ingang. Sie läßt sich in ein Rohr mit etwa 23 mm Durch­ messer einbauen. A usgangsseitig ist ein D iodenstecker nach Ab­ schnitt 2.5. montiert. Selbstverständlich darf beim Anschluß des Tastkopfs an den Oszil lografen keine Leitung an den V-Eingang angeschlossen werden.

3.2.

Aktiver Tastkopf,

V = 100

Für Anwendungen in der N F -Technik, z . B . a l s Eingangsstufe für G leichrichtertastköpfe, ist die Eingangsempindlichkeit des Oszillografen oft unzureichend. Abhilfe bringt ein Verstärker­ lastkopf mit I Ofacher Spannungsverstärkung. In Verbindung mit dem EO 201 ergibt sich eine Eingangsempindlichkeit von I 00 LV/Teil. Sie liegt damit bereits im Bereich hochempindlicher Oszi l lografen. Der begrenzte schaltungstechnische A ufwand, der im Tastkopf unterzubringen ist, verbietet dabei die Über­ tragung des G leichspannungsanteils der Eingangsspannung. Bild I O a zeigt die ausgeführte Schaltung. Dem Diferenzver­ stärker, gebildet aus dem FET T l und dem bipolaren Transistor T2, schließt sich die Ausgangsstufe T3 an. Die Gegenkopplung führt vom Ausgang über R4 zur Basis von T2. Während der G leichspannungsanteil voll gegengekoppelt wird, vermindert sich die Wechselspannungsgegenkopplung entsprechend der Ableitung durch R5. M i t diesem wird die Verstärkung auf V = 1 00 eingestellt. Der Kondensator C3 leitet das kapazitive Übersprechen an R4 ab. Er wird in üblicher Weise auf einwand­ freie Übertragung eines 1 -kHz-Rechtecksignals abgeglichen. Dieser Kondensator ist in der Leitungsführung nach Bild l O b (Bestückung nach B i l d I O c) nicht enthalten. E r wird auf die Lejterseite gelötet, ebenso wie die Widerstände R7 a und R7 b, mit denen bei Bedarf die A usgangsspannung auf u. = 0 V ± 20 mV abgeglichen werden kann. In diesem Fall braucht man den Oszillografeneingang bei a ngeschlossenem Tastkopf nicht auf Wechselspannungskopplung umzuschalten. Übersteigt die A usgangsspannung jedoch den Wert I U.l = 0,5 V, sollte der Ab-

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/

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SCHALTUN G S SA M M LUNG Kapitel 7

-

Meßtechnik

·

Erweiterungen am Amateuroszillografen

t) Abgleichwert

3.4.

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7-3

(Blatt 3)

10 : I zu erhöhen. Aus diesem G rund wurden sein Eingangs­ widerstand und seine Eingangskapazität den Werten des Y-Ein­ gangs angepaßt. Bild 1 1 a zeigt die Dimensionierung. Mit C4 stellt man den Teilerfaktor für die hohen Frequenzen ein (Ab­ gleich auf exakte Übertragung eines Rechtecksignals von"etwa I kHz) ; mit Cl wird danach die Eingangskapazität auf den Wert des Oszillografeneingangs abgeglichen. Praktisch gleicht man diesen Kondensator mit vorgeschaltetem Tastteiler 1 0 : I eben­ falls auf exakte Rechteckimpulse ab. Der Tastteiler muß zuvor kontrolliert und, wenn nötig, nachgeglichen werden. Bild I I b zeigt die Leitungsführung, und Bild I I c gibt die Bestückung für eine Ausführung ähnlich dem mechanischen Aufbau der aktiven Tastköpfe nach Abschnitt 3 . 1 . und 3.2 . wieder.

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Blatt

Dritte Lieferung · 1 982

Vorsteckkondensator

Der einschaltbare K ondensator am Y-Eingang trennt beim

Bild 1 0

A ktiver Tastkopf, V = 10: a - Strom­ laufplan ; b - Leiter­ bild ; c - Be­ stückungs­ plan

gleich durchgeführt werden, um den maximalen A usgangsspan­ nungsbub von ± 5 V nicht einzuschränken. Bei richtigem Ab­ gleich beträgt die maximale Eingangsspannung u. = 50 m V ; die 3-dB-Grenzen des Frequenzbereichs liegen bei 2 H z und 500 kHz. Hinsichtlich der Schutzdioden am Eingang gelten die A usfüh­ rungen i n Abschnitt 3 . 1 . entsprechend, ebenso für den mecha­ nischen Aufbau.

3.3.

Vorsteckteiler 1 0 : I

Der Vorsteckteiler mit BNC-Buchse am Eingang und BN. Stecker am Ausgang soll in der Lage sein, sowohl den Eingangs­ spannungsereich des X-Eingangs zu erweiten als auch den Tei­ lerfaktor des Tastteilers 1 0 : I (Zubehör zum EO 201) auf

EO 201 die überlagerte Gleichspannung nicht ausreichend ab, wenn sie hohe Werte erreicht und gleichzeitig eine hohe Ein­ gangsempindlichkeit erforderlich ist. Über den Spannungsteiler, gebildet aus dem Isolationswiderstand des Kondensators und dem Eingangswiderstad des Y-Verstärkers, gelangt dann ein so hoher Gleichspannungsanteil an den Verstärker, daß er die An­ zeige aus dem Anzeigebereich verschiebt. Für diesen Fall und auch für den Einsatz eim veränderten X-Eingang nach Ab­ schnitt 2 . 3 . ist der Vorsteckkondensator nach Bild 1 2 vorgesehen .

Bu l BNC 02

W C I 0,22 J Rl

22 M

Stl BNC

Bild 1 2 Vorsteck­ kondensator

50Q

Er enthält am Ausgang den Widerstand R l , der die Isolations­ ströme von Cl nach M asse ableitet, ohne den Eingangswider­ stand des angeschalteten Oszillografen wesentlich zu verfälschen. In Verbindung mit dem Kondensator am Y-Eingang ergibt sich jetzt eine ausreichende G leichspannungsdämpfung.

3.5.

Gleichrichterschaltung

Die G leichrichterschaltung nach Bild 1 3 erweitert den Frequenz­ bereich der Anzeige mit dem Oszillografen. Bei geeignetem Auf­ bau des G leichrichters läßt er sich dann, z. B. als Signalverfolger, Bild 1 3

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Blid I I

Vorsteck­ teiler : a ­ Stromlauf­ plan ; b ­ Leiterbild ; c - Bestük­ kungsplan

Gleichrich­ terschaltung

bis in den UHF-Bereich einsetzen. K urze Verbindungen vom Eingang über Cl und D l nach Masse sind dazu Voraussetzung. Am besten eignet sich ein unarmierter Scheibenkondensator (ohne Anschlußdrähte) für C l , an dem auf der einen Seite der Eingang (z. B. k urze Gewindebuchse), auf der anderen Seite D l und . R I direkt angelötet werden können. Der Gleichrichter zeigt die Hüllkurve der H F-Eingangsspannung vollständig an, wenn er direkt vor den Y-Eingang geschaltet wird, erreicht aber keine große H F-Empindlichkeit . Schließt man ihn dagegen über den aktiven Tastkopf nach Ab­ schnitt 3.2. an den Oszillografen an, dann wird der G leichspan­ nungsanteil der H üllkurve abgetrennt, und die H F-Empindlich­ keit erhöht sich. Sie erreicht Werte von etwa 5 mV/Teil für 1 0 �� · modulierte H F-Spannungen.

·

4.

Meeinrichtung für nichtlineare Verzerrungen an NF-Verstärkern

Unter amateurmäßigen Bedingungen ist es nicht leicht, den K l irr­ grad von NF-Verstärkern, M agnetbandgeräten usw. zu bestim­ men. Dazu ist neben einem klirrarmen Sender mit einem Ober­ wellengehalt von < 0,1 �� ein K l i rranalysator (selektiver Emp­ fänger) zur Messung der Einzelklirrgrade bzw. ein K l i rrfaktor­ meßgerät nötig, um den Summenklirrgrad der A usgangsspannung der Prüflinge zu erfassen. Einfacher läßt sich der Intermodulationsgrad von N F-Verstär­ kern bestimmen. Unter Intermodulation versteht man die Modu· lation einer höheren Frequenz mit einer niedrigeren an der nicht­ linearen Kennlinie des Prüflings. Praktisch ermittelt d ieses Verfahren die Verstärkungsänderung i n nerhalb d�s A ussteuer­ bereichs, d. h., es zeigt die Steilheilsänderung der Verstärker· kennlinie an. Die Messung des Intermodulationsgrads an Stelle des K l irrgrads ist auch deshal b von Bedeutung, weil die Inter· modu[ationsprodukte das K langbild weitaus stärker stören, als es durch die Angabe des K l irrgrads ausgedrückt werden kann. Häuig indet man deshalb in den technischen Kennwerten von Verstärkeranlagen auch Angaben zum lntermodulationsgrad. K l i rr- und Intermodulationsgrade werden in Prozent angegeben. Die Messung der Intermodulation l iefert die zahlenmäßig größe­ ren Werte. Verstärker mit 1 �� K l i rrgrad können durchaus Inter­ modulationswerte von 5 �� aufweisen. Zur Messung des I ntermodulationsgrads sind 2 Sender erforder­ l ich, deren A usgangsspannungen überlagert werden. Dabei ist zu beachten, daß es nicht bereits bei der Überlagerung z. B. durch die Nichtlinearität der A usgangskennlinie der Generatoren zur unerwünschten Intermodulation kommt. Deshalb werden beide Sender über eine Frequenzweiche zusammengeschaltet (Bild 1 4) .

Anz&ig&g&rät

Zw&dong&n&rator 50Hz/3kHz

Rv

-

·

Zw IOms /T&il IOOmV/T&il Bild 1 4

::ngenerator

!rüfling J

Anz&igeg&rä t r--,

��

Prinzip der I ntermodulationsgradmessung

Nachdem das auf diese Weise erzeugte Meßsignal den Prüfling passiert hat, trennt eine weitere Frequenzweiche die beiden Fre­ quenzen wieder. Die höhere Frequenz lenkt dabei in Y-Richtung aus, die niedrigere lenkt entweder in X-Richtung aus ( M odula­ tionstrapez), oder sie synchronisiert die K ippspannung des an­ geschlossenen Oszillografen. Auf diese Weise ist es sogar mög­ lich, die Intermodulation bei Magnetbandgeräten über Band zu messen, M it einiger Übung gelingt auch die Einstellung der Vor­ magnetisierung. Diese söll gerade so groß sein, daß bei maxi­ maler A ussteuerung die I n termodulation hinreichend klein ist. Zu hohe Vormagnetisierungsströme bringen im allgemeinen zwar eine höhere A ussteuerbarkeil und eine geringere I n ter­ modulation, verringern aber die obere G renzfrequenz. An die beiden Generatoren werden hinsichtlich des Eigenklirr­ grads keine hohen Anforderungen gestellt. Ihre Frequenzen be­ tragen üblicherweise fl = 50 Hz und [2 3 kHz. Das Ampli­ tudenverhältnis am Ausgang der Frequenzweiche wird auf U l / U2 0,25 eingestellt. Wie leicht lntermodulation_ entsteht, mag das Beispiel nach Bild 1 5 a vermitteln. An den Zweitongenerator nach Abschnitt 4. 1 . (Quellwiderstand etwa 1 0 k1) wird der Oszillograf über die Frequenzw� iche nach A bschnitt 4.2. angeschlossen. A ls Prüf­ ling wird die hochohmige G leichrichterschaltung über den Vor­ widerstand R. angeschaltet. Bei maximaler A usgangsspannung am Zweitongenerator und mit R. = 0 n ergibt sich eine I nter­ modulation von 1 6 ��. dargestellt in B i l d 1 5 b. Erhöht man den Vorwiderstand auf 1 00 k1, beträgt die Intermodulation immer noch 3,5 �� (Bild 1 5 c). An diesem einfachen Beispiel erkennt man bereits, wie wichtig die Messung der I ntermodulation ist, auch wenn nur eine hochohmige G leichrichterschaltung an einen N F­ A usgang angeschlossen werden soll. =

=

l

Bild 1 5

Intermodulationsgrad . 700 . m :. a +b =

·

•

!O ms / Teil 700mV/ Teil

I n termod ulation d u rch c 1 nc G leichrichterschaltung : a - Stromlaufplan ; b - Oszillogramm für R. = Ofl ; c - Oszillogramm für R. I 0 k1 =

4. 1 .

•

•

Zweitongenerator

Bild 1 6 a zeigt den vollständigen Zweitongenerator. Er besteht aus den beiden Generatoren mit zugehöriger Frequenzweiche, dem Ausgangsspannungssteiler und der Stromversorgung. Jede der beiden Frequenzen wird mit einem Wien-Robinson·Generator erzeugt. Als Verstärker wirkt je ein A 109, der, am Beispiel des 3-kHz-Generators, pit RB und R9 auf eine Verstärkung von V = I 0 eingestellt ist. D ie erforderliche Verstärkung beträgt V = 3, bedingt durch das Wien-Glied R l , - R2, R6 und C l , C2. Das einstellbare Dämpfungsglied R3 und Tl dämpft die über­ schüssige Verstärkung. Die G leichrichterschaltung mit D l liefert die notwendige Stellspannung für den Transistor. Der Spitzen· wert der A usgangsspannung am A 109 stellt sich dabei automa­ . tisch a uf einen Wert ein, der hauptsächlich durch die Schwell­ spannungen des FET und der G leichrichterdiode gebildet wird. Die A usgangsspannung beträgt etwa 1 0 V, abhängig vom Exem­ plar des FET. Der Eigenklirrgrad des Generators w ird durch die Nichtlinearität des Stellglieds Tl bestimmt. Durch die gewählte Schaltung ist die Wechselspannung am Drain, d. h. die A ussteuerung des Drain­ Source-Widerstands, bereits gering, und es kann ein niedriger Oberwellengehalt der A usgangsspannung erwartet werden. Eine weitere Verbesserung bringt die zusätzliche Steuerung des Sub­ stratanschlusses mit der Drainspannung, i n diesem Fall am niederohmig�n Anschluß für den invertierenden Eingang des A 1.9 abgegrifen. Legt man den Substratanschluß an einen Punkt höherer Spannung, z. B. an einen A bgrif an RB, so läßt sich der K lirrgrad sogar auf M inimum abgleichen. ln der vor­ l iegenden Schaltung ist das jedoch nicht erforderlich. Die A usgangsspannung gelangt über den Hochpaß mit C l 4, C l 5 und R24 sowie über den einstellbaren Widerstand R23 zum Aus­ gangsspannungssteiler R26, gleichzeitig mit der A usgangsspan­ nung des zweiten Generators mit IS2, die über den Tiefpaß mit R2 1 , R22 und C l 3 zugeführt wird. Hoch- und Tiefpaß bilden die Frequenzweiche zur Entkopplung der beiden Generatoren. Mit dem Schalter SI kann das 3-kHz-Signal auch getrennt entnom­ men werden, z. B. für E insatzfälle nach A bschnitt � - Unabhängig von der Schalterstellung beträgt die maximale A usgangsspannung , etwa 8 V. Die Widerstände R27, R2B bewirken, daß sich der A usgangswiderstand von I 0 k1 nur wenig ändert, wenn man R26 betätigt. Die Stromversorgung besteht aus einem einfachen, mit Z-Dioden D5, D6 stabilisierten Netzteil m i t schutzisoliertem Transforma­ tor (Zweischenkeltyp), wie man i hn in tragbaren R u ndfunk­ empfängern anwendet.

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�

SCHA LTUNG S SAM M LU N G

Kapitel 7 - Meßtechnik

·

Dritte Lieferung

Erweiterungen am Amateuroszillografen

(Blatt 4)

·

1 982

Blatt

7-4

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_ · - · - · - · - - - · -· - · - · - - - - - · - -

0

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B ild 1 6 b zeigt das Leiterbild für die beiden Generatoren ; den Bestückungsplan gibt Bild 1 6c wieder; für die Stromversorgung gelten Bild 1 6 d und Bild 1 6e. Beim Nachbau ist darauf zu ach­ ten, daß alle Netzspannung führenden Leitungen mechanisch festgelegt und daß ihre Lötstellen vollständig mit Isotiermaterial bedeckt werden. Der Abgleich des Zweitongenerators ist denkbar einfach. Nach der Frequenzeinstellung (3 kHz mit R 1 , 50 Hz mit R l l ) wird mit R23 die 3-kHz-Amplitude auf genau 25 % der 50-Hz-Amplitude mit dem Oszillografen eingestellt.

Bild 1 6

Zweitongenerator mit Stromversorgun g : a - Strom­ laufplan·; b - Leiterbild des Zweitongenerator s ; c - Be­ stückungsplan des Zweitongenerators ; d - Leiterbild der Stromversorgung ; e - Bestückungsplan der Strom­ versorgung

Geschwindigkeitskontrolle an Magnetbandgeräten

5.

Bei Reparatur- und Wartungsarbeiten an Magnetbandgeräten sollte auch das mechanische Antriebssystem kontrolliert werden. Ein Testband mit einer 3-kHz-Meßfrequenz bildet die G rund­ lage dafür. Zu seiner Herstellung läßt sich z. B. der Zweiton­ generator nach Abschnitt 4.2. vorteilhaft einsetzen. Wer sich bei der Wiedergabe des Testbands nicht einfach mit dem A bhören begnügen will, sollte sich einen speziellen Fre­ quenz-Spannungs-Wandler aufbauen, in diesem Fal l einen FM­ Demodulator, mit dem die Bandgeschwindigkeit und ihre Ände­ rungen, also die G leichlauffehler, für die Oszillograische Dar­ stellung in Amplitudenänderungen umgeformt und gemessen wer­ den können. Diese dadurch erfaßte Frequenzdiferenz zwischen der mit einem einwandfreien Gerät aufgezeichneten Meßfrequenz und der Wiedergabe über den Prüfling läßt sich in 4 Bereiche unterteilen (Tabelle 2). Am Ausgang des Demodulators erscheint das gesamte Spektrum. Wollte man die einzelnen Bereiche getrennt erfassen, müßte man entsprechende Filter nachschalten. D a jedoch die unangenehmsten Störungen bei der Wiedergabe von Tonaufzeichnungen im Bereich des Jaulens liegen, ist es ausreichend •md zweckmäßig, die Frequenzanteile über etwa 20 Hz durch einen nachgeschalteten Tiefpaß zu dämpfen, um die tieferen Frequenzen ungestörter sichtbar zu machen.

Tabele 2 Bild 1 7

4.2.

Frequenzweiche 50 Hz/3 00 Hz : a - Stromlaufplan ; b - Leiterbild ; c - Bestückungsplan

Bezeichnung

Höreindruck

< 0,5 Hz

Langzeitdrift (Schlupf)

konstanter oder sich lang­ sam, ändernder Versatz der Tonhöhe

Frequenzweiche 50 Hz/3 000 Hz

Die Frequenzweiche nach Bild 1 7 a besteht aus einem Re-Hoch­ paß für die Frequenz 3 kHz und aus einem Re-Tiefpaß für 50 Hz. Wichtigste Eigenschaft der Frequenzweiche ist die ausreichende Abtrennung der 50-Hz-Anteile vom 3-kHz-Signa l . Läßt man einen Rest von 0,3 (� zu, dann ergibt sich wegen des 4fachen Amplitudenwerts des 50-Hz-Signals eine Mindestdämpfung von 63 dB relativ zum 3-kHz-Signal. Dagegen genügen beim Tiefpaß zur Dämpfung der 3-kH z-Anteile bereits 29 d B . Zur Einhaltung der Dämpfungsforderungen i s t der Hochpaß 3stuig mit unterschiedlichen R- und e-Werten aufgebaut, um die einzelnen Zeitkonstanten genügend gegeneinander zu ent­ koppeln. Die erreichbare Dämpfung liegt dann bei 1 8 d B/Ok­ tave, die des 2stuigen Tiefpasses entsprechend bei 1 2 dB/Oktave. a

[db) 0

-20

-40

-60

---:++-< � -80 -' 50 100 500 2000 f[ Hz) 00 1000 5000

Bild 1 8

Frequenz­ diferenz

Dämpfungsverlauf der F requenzweiche nach B i l d 1 7

Bild 1 8 zeigt den relativen Dämpfungsverlauf der Frequenz­ weiche. Die G runddämpfung beträgt etwa 8 dB bei Belastung mit dem EO 201. Der E ingangsspannungsbereich reicht, je nach Triggerempind­ l ichkeit des Oszil lografen, von Uss :: 0,5 bis :: 1 50 V. Bei hohen Eingangsspannungen verhindert D I die Übersteuerung des Syn­ chronisations-(X-)Eingangs. Bild 1 7 b zeigt die Leitungsführung, Bild 1 7 c die Bestückung für eine Frequenzweiche, die der mechanischen Ausführung der Tastköpfe nach Abschnitt 3 . 1 . und Abschni t t 3.2. gleicht.

0,5 . . . 1 0 H z Wow (Jaulen)

I 0 . . . I 00 Hz Flutter (Flattern)

>

l O Hz

5. 1 .

Scrape lutter (Kratzen)

•

•

Schwankungen der Ton­ höhe rauher Ton zusätzliches Geräusch

•

3-kHz-FM-Demodulator

Dem FM-Demodulator ist nach Bild 1 9 ein 2stuiger über­ steuerter Verstärker mit T l und T2 vorgeschaltet Er verstärkt die Eingangsspannung und begrenzt sie am Kollektor von T2 auf U,, :: 1 2 V im Leerlauf. Sein Quellwiderstand ist jedoch nicht konstant, er schwankt zwischen dem Wert von R4 (T2 ge­ sperrt) und etwa K urzschluß (T2 leitend). Diese E igenschaft gleicht die Kombination R5 und D3 aus. Während der Leitphase von T2 sind jetzt R5 und T2 als Quellwiderstand wirksam, wäh­ rend der Sperrphase R4 und D3. Der Demodulator arbeitet als Phasendiskriminator mit kapazi­ tiver Spannungseinkopplung über es. Die Summe der Spannung an LI und je einer phasenabhängigen Teilspannung an L2 wird mit den beiden G leichrichterschaltungen D4, e7 und D5, e6 gleichgerichtet. Davon wird die Spannungsdiferenz durch R7 und RB gebildet und dem Ausgang zugeführt. Der Kondensator es dämpft dabei nur die restlichen 3-kHz-Frequenzanteile. Bei einer Stromversorgung für den Begrenzer nach den Angaben in A bschnitt 2.5. kann über die parallelgeschaltete V-Eingangs­ buchse der Kondensator es leicht bei Bedarf vergrößert werden, um die höherfrequenten Anteile des A usgangssignals stärker zu dämpfen. Diese Schaltung wurde an einem Versuchsaufbau erprobt, bei 800 dem die Spulen L I und L2 durch Schalenkerne I I x 6, A 1 (ohne L uftspalt), Manifer 1 6 3, realisiert sind. Um diese Kerne abgleichen zu können, wurden die Ecken nach Bild 20 abge­ schlifen. Je mehr dabei abgeschlifen wird, um so größer ist die Variation der fnduktivität. Die untere Schalenkernhälfte klebt man später auf der Leiterplatte fest, die obere wird drehbar be­ festigt. Durch Verdrehen ändert sich der durch das A bschleifen entstandene Luftspalt am äußeren Ring des Schalenkerns und damit die I nduktivität der Spule. Solche Spulen eignen sich gut für Versuchsaufbauten. Sie sind klein und haben einen großen =

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SC H A LT U N G S SAM M L U N G · Dritte Lieferung Kapitel 7

-

Erweiterungen am Amateuroszillografen

�- - · - · I R3 .

I

1 982

Meßtechnik

- · -- · - -

--

( Blatt 5)

· -·

150k

Blatt

7-5

Bild 1 9 Begrenzer mit Dis­ k riminator

Tl

SC236e

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• Bild 20

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Schalenkernhälfte mit abgeschlifenen Ecken

Abgleichbereich. A llerdings weisen sie keine gute zeitl iche und thermi>c.he Konstanz auf. Die beiden Spulen haben folgende Wickeldaten : L I - 360 Wdg., 0,09-mm-CuL ; L2 - 2 x 1 80 Wdg., 0,09-mm-Cu L , biilar. Zum A bgleich legt man an den Eingang eine Spannung von Ue > 0,5 V, z. B. aus dem Zweitongenerator nach Abschnitt 4.2., der auf 3 k H z geschaltet ist . L2 wird auf V I = 0 V abgeglichen. Zum Abgleich von L I oszillograiert man zweckmäßig die Spannung am Kollektor T2 und steltt Anfang und Ende der sinusförmigen Halbwelle auf gleiche H ö he ein. Diese entsteht an R4 während der Sperrphase von T2 (positive Halbwelle) durch Rückwirkung des Schwingkreises L I , C3 . Wegen der Sättigung von T2 während der negativen Halbwelle ist die Rückwirkung dort nicht sichtbar. Für den Abgleich der Empindlichkeit ist R9 vorgesehen . M i t i hm wird eine A usgangsspannungsänderung von 1 00 mV für I /� Frequenzänderung eingestellt. Gleichlauffehler von 0, 1 /� Jassen sich dann mit dem EO 20/ noch gut auswerten. Bild 2 1 zeigt die Diskriminatorkurve des abgeglichenen Versuchsauf­ baus.

Literatur soo

-soo

fo �3kHz

•

Bild 2 1

; tH]

Kennlinie des Diskriminators nach Bild 1 9

[I ) Anders, R. : E instrah I-Oszilloskop EO 201 , Schaltungssamm­ lung für den Amateur, 2. Lieferung, Militärverlag der D D R (VEB ) - Berlin, 1 979 [2) . . . : Transistor-NF-Verstärker für hohe Wiedergabegüte, Telefunken-Laborbuch Band 2, 3 . A usgabe 1 964, Franzis­ Verlag M ünchen [3) . . . : Messen von G leichlaufschwankungcn, Funk-Technik 33 ( 1 978) Heft 1 7, Seite 281 [4) ... : Bedienungsanleitung Einstrah I-Oszilloskop EO 201 , VEB Radio und Fernsehen Kari-Marx-Stadt

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I

SC HA LT U N G S SA M M L U N G Kapitel 7

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Digitales Multimeter

1.

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1 982

Blatt

7-6

( Blatt 1 )

Einleitung

2.

Das im folgenden beschriebene Gerät wurde zur Messung von G leichspannungen, ohmschen Widerständen und Frequenzen ent­ wickelt. G rundbaustein ist ein mit TTL-Schaltkreisen und ?-Seg­ ment-Anzeigen aufgebauter Frequenzzähler, der mit einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer sowie einem W iderstands-Span­ nungs-Wandler zu einem digitalen Vielfachmeßgerät erweitert wurde. Bei allen Meßarten wird 4stellig angezeigt. 1m Vergleich zu üblichen 3!stelligen Anzeigen wird bei der Spannungsmes­ sung eine höhere Genauigkeit erreicht. Frequenzmesser haben da­ gegen meist 7 bis 8 Stellen für die Anzeige. Die gleiche Auflösung läßt sich aber auch mit 4 Stellen erreichen, nur' muß jede Fre­ quenzmessung in 2 Schritten ausgeführt werden . Die Auflösung der Spannungsmessung ist I m V ; der kleinste meßbare Widerstand beträgt 0, I 0. Mit den verfügbaren Bau­ elementen ergibt sich als obere M eßgrenze eine Frequenz von 20 M Hz. Das Gerät genügt mit seiner 4stelligen Anzeige, einer Nichtlinearität von < 0,05 �� sowie einer großen Temperatur­ stabilität des U/F Umsetzers hohen Ansprüchen an die Genauig­ keit.

Bild I

D ritte Lieferung

Meßtechnik

Quarzzeitbasis und Zeitsteuerung

Frequenzmessung

Der Frequenzmesser besteht aus dem Quarzgenerator, den Tei­ lerstufen für die Zeitbasis (Bild I ), dem Zähler mit Anzeige (Bild 2), der Ablaufsteuerung (Bild 3) sowie einer Eingangsstufe mit Trigger und Vorteiler (s. Bild 5). 2 Gatter eines Bausteins D 1 00 bilden mit dem Schwingquarz einen Generator für die Frequenz I M H z ; die beiden übrigen Gatter versteilem die Flan­ ken des Ausgangssignals. Mit dem Trimmer Cl läßt sich die genaue Frequenz einstellen. Diese Generatorschaltung besticht durch einfachen Aufbau, stellt aber für den Quarz eine relativ große Belastung dar. Es steht dem Leser daher frei, eine in dieser Hinsicht günstigere Schaltung aus der Literatur einzusetzen. In einem ?stuigen Teiler wird die Grundfrequenz dekadisch her­ untergeteilt. Die Zeiten I ms, l O ms und I O s ( Dezimalpunktsteu­ erung nach Bild 4) werden für die Ablaufsteuerung gebraucht. Die nichtbenötigten Reseteingänge der Zähler liegen an Masse. Statt der eingesetzten Bausteine 7490 lassen sich auch die deka­ dischen Zähler D 1 92 für die Frequenzteilung nutzen. Die be­ nötigten Frequenzausgänge liegen am Zeitbasisschalter S l/2 und werden über die Frequenz-Spannungs-(Widerstands-)Umschal­ tung der A blaufsteuerung zugeführt. Tm 4stuigen Zähler werden Schaltkreise vom Typ D 1 92 ver­ wendet. Die Schieberegister D 195 mit Paralleleingabe wirken

/S I 0 100

•

15 2 . . . !5 8 : 7490

•

Eingang rückset�n Zähler

I 1

•

15 13 0 195 > . ::;

�

:.; - ; o

+

1

l--

I

' ::

15 10 0 192

!5 15 0 195

I

15 18 0 147

•

15 21 VOB 71

-

._

T

o

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1

1

I

ll T I I ---1--rtT lTI11 11T�=�l�J=T�1ElE=JI�=ltE �==lr2=:tE [ =l

� --� ----� D

+ 5V

• •

•

•

1522 VQB71

• •

1-

'_

T

15 16 0 795 ) . :: ;

_

T

1520 0 147 j--< . l o S :: � :i

. . . . .. . .

1523 VQB 71

l--

1524 VQB 71

�-

Bild 2 Zähler und Anzeige

SpeicherübPrnahme f

Teiler rücksetzen

Bild 3 +SV

Ablaufsteuerung

Sl2

ß o 100 /S 29

SI7 i

I

•

Bild 4 Dezimal punktsteuerung

• Bild 5 Trigger und V or­ --0- teiler

---�,

+S V

II

• als Zwischenspeicher für die Zählerinhalte für ein limmerfreies Anzeigebild. Die Zählerergebnisse werden mit Schaltkreisen vom Typ D 14 7 dekodiert und über VQ 8 71 angezeigt. Ein Anzeige­ element VQ 8 73 wird zur Polaritätsanzeige benutzt. Zwischen Dekoder und Anzeige sind die Arbeitswiderstände für die einzel­ nen Segmente angeordnet, die die Segmentströme auf 1 5 mA be­ grenzen. Die Ablaufsteuerung steuert die Funktionen Zählen, Speicher­ übernahme sowie Rückstellen der Zähler in der richtigen Reihen­ folge. Das Flip-Flop IS 26 hat die A ufgabe, aus der Zeitbasis­ frequenz durch Teilung 2 : I die genauen Öfnungszeiten für das Zähltor I S29a zu gewinnen. Die Zählzeiten für die Torsteuerung gelangen aus dem Frequenz­ teiler über die Schalter S l/2 und S l l /8 an den Takteingang des FF D 1 72. Die J- und K-Eingänge 3, 4, 5, 9, 1 0 und I I liegen an der positiven Spannung. Bei jeder von H nach L gehenden Flanke des Ei ngangstakts schalten die A usgänge auf den jeweils inversen Logikpegel um. Spätestens nach der zweiten H-L-Fianke am Eingang entsteht am Q-Ausgang (Anschluß 8) ein L-H­ Sprung, am Q-Ausgang (Anschluß 6) erscheint ein H-L-Über­ gang, der das Monolop I S27 triggert. Dieser Schaltkreis be­ stimmt mit seinen Zeitkonstanten C5, R36 die Pausen-(An­ zeige-)Zeit. Während dieser Zeit werden über den Q-Ausgang (Anschluß 6) mit H-Signal die Teiler zurückgesetzt. An Q (An­ schluß I ) liegt L-Signal, das über den R-Eingang das FF D 1 72 ( I S 26) zurücksetzt. An dessen Q-Ausgang geht das Signal auf L zurück. Es entsteht ein kurzer positiver Impuls mit einer Zeit­ dauer von etwa 60 bis 70 ns, die nur von der internen Verzöge­ rung der beiden Schaltkreise abhängt und mit dem der Inhalt der Speicher in die Anzeige übernommen wird. Am Ende der Pause wird mit der H-L-Fianke am Ausgang des ersten M MV der zweite M M V ( I S28) getriggert, der einen kurzen L-l mpuls zum Rücksetzen der Zähler abgibt. Die Länge dieses Impulses ist durch die inneren Zeitkonstanten bestimmt ; eine äußere RC­ Beschaltung wwde nicht vorgesehen. Die A blaufsteuerung kann auch ohne die im M ustergerät benutzten Bausteine 74 1 2 1 auf-

gebaut werden, z. B. mit übl ichen Gattern · und Transistoren, etwa nach [7]. Die E ingangsstufe des Frequenzmessers besteht aus dem hochohmigen Sourcefolger T4 mit einer nachgeschalte­ ten I mpulsformerstufe I S30 (D /00) und einem I 0 : 1 -Vorteiler I S 3 1 ( Bild 5). Der E ingangswiderstand der Schaltung wird von R3.8 bestimmt. Für den Sperrschicht-Feldefekttrans'istor 8F 245 können auch Kn-Typen aus der UdSSR eingesetzt werden. Die im Soureckreis liegende Z-Diode soll so ausgewählt werden, daß über dem Einstellwiderstand R39 eine Spannung von 4 bis 5 V bestehen bleibt, so daß am nachfolgenden Gatter keine zu hohe Gleichspannung anliegt. Die Triggerschaltung ist einfach auf­ geba u t ; die Einstellung der Triggerschwelle mit R39 ist jedoch recht k ritisch. Der Einstellbereich d ieses Potentiometers sollte daher durch Reihenwiderstände und durch entsprechende Wahl des E i nstellwiderstands gespreizt werden. Dem Trigger folgt wegen der geringen Stellenzahl des Zählers - ein Dezimalteiler mit dem Baustein 7490. Damit wird für den Megahertzbereich eine längere Meßzeit erreicht. M i t der angegebenen Dimensio­ nierung sind Frequenzen zwischen I 00 kHz und 20 M Hz meß­ bar ; die Empindlichkeit liegt unter 200 m V E ingangsspannung . E i ne E mpindlichkeilssteigerung erscheint für das einfache Ge­ rät nicht sinnvoll, da die Anpassung an das jeweilige M eßpro­ blem vorgenommen werden muß. So ist es nicht möglich, Fre­ q uenzmessungen an H F-Oszillatoren ohne Trennstufe durchzu­ führen ; denn die Kapazität des anzuschließenden Meßkabels würde das Ergebnis verfälschen. Eine erforderliche Trennstufe mit entsprechender Spannungsverstärkung - läßt sich lose an­ koppeln. Die untere Frequenzgrenze ist durch die Art der Si­ gnalaufbereitung gegeben. D ie Flankensteilheit der M e ßsignale reicht unterhalb I 00 kHz bei geringen Meßspannungen nicht mehr aus. Falls kleinere Signalfrequenzen gemessen werden sollen, empiehlt es sich,,einen zweiten Frequenzeingang vorzu­ sehen, der - über einen Verstärker und einen Spannungstrigger ­ die Zähldekaden direkt ansteuert. Der Meßbereich der Frequenzmessung läßt sich durch Wahl geeigneter Bauelemente zu höheren Werten verschieben. 50 M H z

•

•

SC H A LTU N G S SA M M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 7

-

Meßtechnik

Digitales Multimeter

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•

•

•

( Bl att 2)

sind zu erreichen, falls der Schaltkreis JS30 und auch der Gatter­ baustein I S29 durch je einen H ochgeschwindigkeitsbaustein 74HOO ersetzt werden. Ebenso müßte der Vorteiler I S 3 1 den Schaltkreis 74 196 statt des 7490 enthalten. Mit der vorgestellten einfachen Oszillatorschaltung für den Schwingquarz läßt sich eine Stabilität der Vergleichsfrequenz von bestenfalls I I o· 5 erreichen. Das bedeutet, daß eine 6stellige Frequenzanzeige sinnvo l l und ausreichend ist. Sie sol lte daher wenn möglich - auch angewendet werden. Bei Spannungs- und Widerstandsmessung sind dann die letzten 2 Stellen des Zählers und der Anzeige abzuschalten. Im M ustergerät wurden aus öko­ nomischen und aus Raumgründen nur 4 Stellen ausgewertet. Jedoch ist auch damit eine beliebige Auflösung bei Frequenz­ messung möglich. Eine M e ßfrequenz von 1 0,7632 M H z ergibt beispielsweise im ersten Meßbereich eine Anzeige 1 0,76 bzw. 1 0,77. Nach Umschalten auf den Kilohertzbereich erscheint die Anzeige 763,2 bzw. 763,3. Die Messung kann also mit der Ge­ nauigkeit einer beliebigen Stellenzahl durchgeführt werden ; es sind aber mehrere M eßvorgänge bis zum E rgebnis nötig . ·

3.

Spannungsmessung

Der Zähler wird mit einem Spannungs-Frequenz-Umsetzer zu einem Spannungsmesser für Gleichspannungen ergänzt. A m Übersichtsschal tplan ( Bild 6, Gesamtstromlaufplan s. Bild 7 ) läßt sich d i e Funktion des U/-Umsetzers erklären. D e r Wandler arbeitet nach dem Prinzip der Ladungsmengenkompensation. E r besteht aus dem Steuerverstärker, einem Trigger als span­ nungsgesteuertem Oszillator (VCO), einem monostabilen M ultivibrator (M M V) und einer schaltbaren Referenzstrom­ quelle. M i t einer negativen Eingangsspannung lädt sich der Kon­ densator C l 7 um, und der A usgang des Verstärkers I S32 wird positiv. Der Oszil lator IS33 gibt einen negativen I mpuls an das M onoflop I S34, das einen durc_h die äußere RC-Beschaltung be­ stimmten l mpuls von 4 LS Breite abgibt. Während dieser Zeit wird der VCO über den Reseteingang gesperrt und die Kon-

- Uein

�� I=2501A Y

faus

Bild 6

Übersichtsschaltplan des U/f-Umsetzers

•

+ 15V

Bild 7 Gesamtstromlauf­ plan des U/-Um­ setzers

Blatt

7-7

stantstromquelle ( I = 250 LA) über den Schalter auf den Ein­ gang des Verstärkers gelegt. Der Kondensator nimmt die Ladung .Q = ftw = 250

·

J 0-6 4 J 0-6 As = I O_q As ·

·

auf. Dabei kann sich die Span nun � des Kondensators ändern um .U=

Q -

Cl7

= I mV .

Der Operationsverstärker arbeitet i n diesem Kreis als Regelver­ stärker. Er gleicht die Ladungsabweichung aus. M i t einer Span­ nungsverstärkung von 1 00000 für den Typ 74 1 ist die Regelab­ weichung am Eingang bei einem Maximalhub von I 0 V kleiner als 0, 1 mV. Bild 8 zeigt die Schaltung des VCO. Der Operationsverstärker lädt bei negativer Eingangsspannung den Kondensator C 1 8 bis zur oberen Schaltschwelle des Stromtriggers auf. Dessen Aus­ gang geht auf das Massepotential und entlädt über die Diode D8 den Kondensator. Damit geht der VCO in seine ursprüng­ liche Lage zurück. Die Wiederholfrequenz dieses Vorgangs wird durch die G röße der Steuerspannung bestimmt. Als M MV wurde der Schaltkreis 74 121 eingesetzt, dessen A usgangsimpulsdauer von Temperatur- und Speisespannungsschwankungen relativ unabhängig ist. Der Q-Ausgang setzt den VCO für die Dauer des Arbeitstakts zurück. Über den Q-A usgang wird der Dioden­ schalter betätigt.

Bild 8

Stromlaufplan des VCO

Die Konstantstromquelle besteht aus den Transistoren Tl und T2 und aus der Z-Diodc D2. Der T2 wird zur Temperaturkom­ pensation der Bas1s-Emitter-Spannung von Tl benutzt. Seide Transistoren sollen thermisch gekoppelt werden. Für D2 ist eine Diode mit hoher Temperaturkonstanz sinnvoll, z. B . der Typ 8/BE. Da ihre Spannung aber höher ist als die angegebenen 6,2 V, muß der Widerstand R43 geändert werden, um die er­ forderlichen 250 fLA zu erreichen. Für eine hohe Konstanz des Umsetzcrs sollten die Widerstände R42, R43 und R47 kleine Temperaturkoefizienten aufweisen (Metallschichtwiderstände). C 1 9 muß ein Kunststoffoliekonden­ sator sein. Falls die angegebenen integrierten Bauelemente für

Bild 9 Eingangsstufe und Absolutwertverstärker

H

• den V/I-Wandler nicht zur Verfügung stehen, kann nach [4) eine ähnliche Baugruppe aufgebaut werden, die mit einfachen Gatter­ funktionen· und Transistoren-auskommt. Der Meßbereich dieser Schaltung liegt zwischen + 2 und - 2 V. Da der Umsetzer nur negative Spannungen verarbeiten kann, wird i hm ein Absolutwertverstärker mit den Schaltkreisen IS37 und IS38 (Bild 9 und Bild 1 0) vorgeschaltet Diese Baugruppe hat keine Verstärkungsaufgaben ; sie soll nur Eingangsspannun­ gen beliebiger Polarität in die notwendige negative Lage ))k i p­ pen«. Gelangt eine positive Spannung an R61 , wird der Aus­ gang von JS38 negati v ; die Diode D 1 3 sperrt, D 1 4 leitet. Die Ver­ stärkung der Stufe ist

V=

R65 + R66 --

R61

für R0 1 4 -+ 0 .

Liegt a m Eingang eine negative Spannung, i s t d e r Ausgang des invertierenden Verstärkers positiv. D 1 4 sperrt, und D 1 3 ist lei­ tend ; die Verstärkung ist 0 - am Ausgang erscheint keine Span­ nung.

n.c. -ub E+ E-

n.c. n.c.

ofs. 740 741 Bild 1 0

n.c.

ofs.

+Ub n.c. n.c. n.c.

A

Anschlußbelegung der Schaltkreise 740 und 741

Am nichtinvertierenden Verstärker sind die Verhältnisse um­ gekehrt : Bei positiven Eingangsspannungen sperrt der Schalt­ kreis, und nur negative Spannungen gelangen an den Ausgang. Zwischen dem Absolutwertverstärker und dem nachfolgenden U/.f-Umsetzer l iegt das Siebglied Dr3, C22 zur Unterdrückung von Störspannungen. Bei hohen Störpegeln kann der Wert des Kondensators - bei gleichzeitiger Erhöhung der Zeitkonstante des Meßvorgangs - auf 1 00 LF erhöht werden. Die Polarität der Eingangsspannung wird auf einfache Weise angezeigt. Die Minus­ segmente des Anzeigeelements VQB 73 werden über R33 direkt an Masse gelegt ; sie leuchten also ständig. Liegt eine positive Spannung am Eingang, ist die Spannung am Ausgang von lS38 . mindestens 0,6 V ( Durchlaßspannung der Dioden). Diese Span­ nung wird im Schaltkreis IS39 verstärkt lind steuert den Tran­ sistor T3 an, der mit den entsprechenden Segmenten der Anzeige­ schaltung verbunden ist. Der Eingangsverstärker mit l S 3 5 ent­ koppelt die an den hochohmigen E ingangswiderständen abge­ grifene Meßspannung von niederohmigen Absol utwertver­ stärker. Es handelt sich um den Typ 740, einen Operationsver­ stärker mit einem Eingangswiderstand von etwa 1 01 2 0. Der Ausgang wird bei Spannungsmessungen mit dem invertierenden Eingang verbunden ; das Eingangssignal gelangt an den nicht­ invertierenden Eingang; der Baustein arbeitet als Spannungs­ folger. Der Pluseingang ist durch R54 und durch die gegeneinander­ geschalteten Dioden D9 und D I 0 vor Überspannungen geschützt. Die beiden Z-Dioden dürfen nur geringe Sperrströme aufweisen.

damit über R54 keine zusätzliche Spannungsteilung auftritt. Die Widerstände des Eingangsteilers bestimmen mit i hren Toleran­ zen die Genauigkeit des Meßgeräts. Der kleinste Spannungsmeß­ bereich kann auf 0,05 �� genau geeicht werden ; in die übrigen Bereiche geht die Ungenauigkeit der Widerstände ein.

4.

Widerstandsmessung

Bei Widerstandsmessung wird der Eingangsverstärker über die Schaltebenen SI I (I bis 5) vom Spannungsfolger auf einen in­ vertierenden Verstärker umgeschaltet. An die Meßwiderstände wird über den Spannungsfolger lS36 eine konstante Spann�ng von I V gelegt. Die Ausgangsspannung ist proportional dem Verhältnis von unbekanntem Widerstand R, , der an den Ein­ gangsklemmen H und L l iegt, und dem eingeschalteten Normal­ widerstand. Da die notwendige Verstärkung der integrierten Schaltung 740 bei I 0 l iegt - die Vergleichsspannung von I V muß für den vollen Anzeigebereich auf 1 0 V verstärkt werden -, läßt sich die hohe Genauigkeit der Spannungsmessung von 0,05 /� für die Widerstandsbestimmung nicht erreichen ; jedoch wird der Fehler im allgemeinen durch die Widerstände des Spannungs­ teilers bestimmt. Da bei dem gewählten Prinzip der Widerstandsmessung kein Konstantstrom in den Widerstand eingespeist, sondern eine in­ vertierende Verstärkerschaltung benutzt wird, können mit der vorgestellten Dimensionierung bei kleinen zu messenden Wider­ standswerten merkbare Belastungen auftreten. Bei Widerständen zwischen 0 und 1 0 0 ließt ein Meßstrom von 1 0 mA, bei 1 0 !1 ist I = 5 mA und bei 1 00Q I mA. Damit ergibt si.ch für einen Widerstand von 1 0 Q eine Belastung von I mW ; ei I 0 Q treten 2,5 mW auf und bei 1 000 I mW. Bei größeren Widerstandswerten ist die Belastung zu vernach­ lässigen. Bei Spannungs- und Widerstandsmessung wird die für alle Be­ reiche konstante Meßzeit von 1 00 ms über den Schalter 11/8 i n d i e Ablaufsteuerung eingespeist. Soll das Meßgerät nur für diese Arbeitsweise ausgelegt werden, d. h., falls die Frequenzmessung nicht vorgesehen ist, kann die Zeitsteuerung einfach gehalten werden. Der Quarzoszillator und die nachfolgende 7stuige Teilerk �tte können entfallen ; es wird nur ein Generator mit der Frequenz 1 0 Hz benötigt. Mit der Dezimalpunktsteuerung nach B i ld 4 werden die ent­ sprechenden Segmente der Anzeigebausteine über den Wider­ stand R35 und die Schaltebenen S I (3 bis 5) sowie den Schalter S 1 1/6 an M asse gelegt. Damit ergeben sich für das Gerät die Anzeigebereiche entsprechend der Tabelle.

Tabele Anzeigebereiche jes Geräts R

u

f

(99,99) Mn

9,999 MO

999,9 kO

9,999 V

99,99 V

999,9 V

(99,99) M Hz

999,9 kHz

9999 Hz

99,99 kn

9,999 kO

n

999,9

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- Meßtechnik

Blatt

SCHALTU N G S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 7

Digitales Multimeter

•

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•

•

Die in Klammern stehenden Werte werden nicht erreicht ; bei der Frequenzmessung ist die obere Grenze 20 M Hz. Die Einstreuung störender Felder, die am Eingangsverstärker Störspannungen hervorrufen können, begrenzt die Widerstands­ messung bei hohen Werten. Die obere M eßgrenze wird - ab­ hängig vom Aufbau - zwischen 1 0 und 30 MO liegen .

+ 15V

-15V

Der Umsetzer ist ausgelegt für eine maximale Eingangsspannung von 1 0 V. Es werden 4 Stellen ausgewertet ; die Anzeige reicht also bis 9,999. M it 1 0 V ist aber die obere Spannungsgrenze des U/-Wandlers noch nicht erreicht. Bei 1 5 V Betriebsspannung liegt sie für Absolutwertverstärker und Umsetzer zwischen 1 2 und 1 3 V. Dieser Wert wird vor allem durch den Absolutwert­ verstärker bestimmt. Die Linearität des U/-Umsetzers reicht fast bis zur G röße der Betriebsspannung. Bei beliebig hoher Spannung am Eingang von Absolutwertverstärker und Umsetzer ergibt sich also z. B . eine maximale Frequenz von 1 24 580 Hz. M i t einer Meßzeit von 10 ms ist die Impulszahl 1 2458. Da nur 4 Stellen angezeigt werden, erscheint die Zahl 2 458, obwohl die anliegende Spannung > 1 0 V ist. Sind bei der Widerstandsmessung die Eingangsklemmen ofen entsprechend einem Meßwiderstand R = o - so liegt die Aus­ gangsspannung des invertierenden Verstärkers üer 10 V und erreicht den M aximalwert des Umsetzers. Es erscheint dann immer die Anzeige 2 458. Um Fehlablesungen zu vermeiden, sollte also eine Üerlaufanzeige eingesetzt werden. Sie läßt sich für den Fall der 4stelligen Anzeige einfach realisieren, da der Übertragsausgang des letzten Zählers D 1 92 (Üertrag vorwärts, Anschluß 1 2) ausgewertet werden kann. Beim Übergang 9 > 0 erscheint hier eine H-L-Fianke. Dieser Anschluß wird mit dem Eingang eines einfachen, aus Gattern aufgebauten M MV ( Bild 1 1 )

,

0

6

Bild 1 2

Uout

Prinzip des Netzteils

H

501 50p

/S .0 3/. 0 100

Stabilisie­ rung der Spannung + 15 V

Bild 1 4

Stabilisie­ rung der Spannung -15 V

Bild 1 5

Stabilisie­ rung der Spannung +5V

R75 +R6 · Uref R?6

lOk

Uout =

C25 C26

Bild 1 3

+ 15V

)

(

=

R 72

.0Q

Bild I I

•

SV

Üerlaufanzeige

5.

7-8

( Blatt 3)

[2 x U!f

Uf!f = ,15 V

R 9 + R80 R80 Uz = 6.2 V

>ssv

Ü berlaufanzeige

verbunden. Beim Ü berschreiten des Meßbereichs blinkt dann die Leuchtdiode D 1 7. G leiches gilt bei ofenen Eingangsklemmen der Widerstandsmessung und bei der bereits beschriebenen, in Stufen durchgeführten Frequenzmessung .

6.

Stromversorgung

Bild 1 2 bis Bild 1 6 geben H inweise für den Aufbau der Strom­ versorgung. Benötigt werden für den Betrieb der Operations­ verstärker ± 1 5 V. Diese hohen Werte sind nötig, weil sonst die Linearität des Absolutwertverstärkers nicht bis zu einer Aus­ steuerung von ± 1 0 V reicht. Für die Digitalbausteine muß eine positive Spannung von 5 V mit einer Belastbarkeit von 2 A be­ reitgestellt werden . Einfach lassen sich die Baugruppen mit der integrierten Schal­ tung MAA 723 aufbauen. Es können die Bauelemente sowohl im Dual-in-line-Gehäuse als auch im R undgehäuse verwendet werden. Das Flachgehäuse enthält - bei sonst gleicher Schaltung - eine zusätzliche Z-Diode von 6,2 V Sperrspannung (Anschluß Uz),

u­ Uret

n.in.

in.

es

a)

Bild 1 6

n.c. CL

n. c. uz Uout Uc U+

comp n.c.

b}

Anschlußbelegung des Schaltkreises 723 : a - Flach­ gehäuse ; b - Rundgehäuse

l.

deren Katode m i t Uout verbunden ist. Von dieser Möglichkeit wird bei der Erzeugung der - 1 5-V-Spannung Gebrauch ge­ macht. Wird der Baustein im runden Gehäuse verwendet, muß diese Diode zusätzlich eingefügt werden. Die Teilerwiderstände zur Einstellung der Ausgangsspannung lassen sich nach den angegebenen Formeln bestimmen. Zur genauen Einstellung kann - wie bei der + 1 5-V -Spannung angedeutet - ein Trimmwiderstand eingefügt werden. Im allgemeinen benötigen die Bausteine eine Eingangs-/Aus­ gangsspannungs-Diferenz. von mindestens 3 V. Da bei den hohen Strömen der 5-V-Spannung im Stelltransistor eine große Leistung in Wärme umgesetzt wird, benutzt man eine Schaltung. die eine Eingangsspannung von nur 5,5 V benötigt. Zur Ver­ sorgung des Bausteins selbst muß ein höherer Spannungswert vorhanden sein. Der Eingang u+ wird dazu mit dem + 1 5-V-Aus­ gang verbunden. Als Leistungstransistor genügt dabei ein 4-WGermaniumtyp. Die zusätzliche Diode mit 3,6 V Z-Spannung wird als Reihenschaltung von Einzeldioden in Durchlaßrichtung gebildet.

7.

Bild 1 7 Leiterbild und Bestückungsplan der Quarzzeitbasis

·

L

•

�r·Fk·'"�·:6

Aufbauhinweise und Abgleich

Vorteilhaft ist - insbesondere für die Digitalschaltungen - der Aufbau mit 2-Eenen-Leiterplatten. Auf der Bauelementeseite sollten die Plus- und Masseleitungen großlächig angeordnet werden, während die Unterseite für die Signalverdrahtung vor­ zusehen ist. Die wiedergegeenen Leiterplattenzeichnungen können nur als Anregung für den Nachbau gelten, da die endgültige Gestaltung von der G röße der vorhandenen Bauelemente abhängt. E benso wird sich die Zusammenfassung zu größeren Einheiten nach der Gehäusegestaltung richten. Die M usterzeichnungen enthalten auch nur teilweise die Leitungsführungen für die Plus-, Minus­ und Masseleitungen. Bei einseitigen Leiterplatten müssen diese Leitungen, soweit Platz vorhanden ist, ergänzt werden. Die rest­ lichen Leitungen werden als Drahtbrücken ausgeführt. Können dopelseitige Leiterplatten gefertigt werden, sollten - wie e­ reits gesagt - diese Leitungen auf der Bauelementeeite Platz inden. er Transistor T8 s Netzteils muß eine Kühlläce ekommen. e Diden 0 1 8 bis D21 ds Geichrichters olt 1 -A-Tyen ein (SY 200, SY J20 d. ä.) ; 022 is 025 müsen 10 A ver­ traen (XY JJO, SA Y 17 d. ä.).

•

55

Die Bauelementehersteller fordern für die störungsfreie Funk­ tion der TTL-Schaltkreise, daß die Betriebsspannung zumindest für etwa je 10 Bauelemente mit Stützkondensatoren von etwa 22 nF abgeblockt wird. Diese Kondensatoren können direkt an die entsprechenden Anschlußfahnen, meist die Anschlüsse 7 und 1 4, angelötet werden. Zusätzlich sollen die einzelnen Leiterplatten noch Siebkonden­ satoren von etwa I LF erhalten. Ähnliches gilt für die Analog­ bausteine. In Bild 21 ist für IS 32 mit << ein Hinweis für das Abblcken der Seiespannunen geeen. Einanpbuchen, eeichsschalter sowie Eingangsstufe des Analsteils müsen en Brummeinstreuung und gegen Ein­ strahlung der uarzfrequenz chützt werden. Dazu sollten zillatr, Teiler- d Zählerstufen gegen die Analogstufen

•

Bild 1 8 Leiterbild für Fre­ quenzteiler zur Zeitsteuerung

•

•

•

.

. . . . . . .,_

SC H A LT U N G S SA M M LU N G Kapitel 7

-

Meßtechnik

Digitales Multimeter

_ _ __ _ _ _ _ _ _ _ _ _

Dritte L ieferung

·

1 982

( Blatt 4)

Bild 1 9 Leiterbild für Zäh­ ler, Speicher und Dekoder

•

•

•

•

·

.__ _

zu den Anzeige elementen _ _ _ _ _ _ _ _ _ _

_ _

_

_

_ _

1/0

@ Minu sinseln - miteinander verbinden / � Plusinseln

- miteinander ver!inden '

•

B i l d 20 Leiterbild für Trigger und Vor­ teiler

0

Blatt

7-9

\"

-

0

�I

0

I • J

0

0

0

0

J,

0

0

0

0

•

•

0

>

•

• Bild 21

Leiterbild für Ablaufsteuerung, UJf�Umsetzer, Ein­ gangsstufe und Absolutwertverstärker

0 Minu sinseln - mitenander verbinden I JP/u sinseln - miteinander v�rbinden !

+SV zur Leuchtdiode

�0

Bild 22

Leiterbild für Überlaufanzeige

SCHALTU N G S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 7

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Meßtechnik

Digitales Multimeter

•

(Blatt 5)

0 0

• 0

•

0

0

Netztransformator

•

T 0

' gesch irmt sein. E benso ist es sinnvoll, für den Eingangsteil der Frequenzmessung einen Abschirmkasten vorzusehen. Die angegebenen Beschaltungswerte der Operationsverstärker beziehen sich auf den international üblichen Schaltkreis 741. Er ist u. a. als MAA 741 (CSSR), TA 72741 ( UVR) und K 1 40 Yß 7 (UdSSR ) erhältlich. M i t den entsprechenden Änderungen der Nullspannungskompen­ sation und mit den vorgeschriebenen Kompensationsgliedern läßt sich· auch der Schaltkreis A 109 ( 709) einsetzen. Der Schaltkreis 740 des Impedanzwandlers i.st dem Typ K 140 Yß 8 aus der UdSSR äquivalent.

Bild 23

Leiterbild der Stromversorgung

Blatt

7-10

Für die übrigen Schaltkreise gelten folgende Äquivalenzen :

D 100 7413 7474 7490 D /95 74121 D 1 92 D 147

-

7400 K/55 TT I ( UdSSR) D 1 74 UC Y 7490 (VRP), MH 7490 (CSSR), K 155 fE 2

(UdSSR) .

- UC Y 741 2 1 (VRP) , K /55 AT I ( UdSSR)

- 7495

- 741 92 - 7447.

Zähler eingesetzt, die Zeitbasis, Zähler, Dekoder und Anzeige sowie die Ablaufsteuerung enthalten. Das gilt auch für die digi­ tale Spannungsmessung. Der integrierte Baustein /ntersi/ 7/06 enthält sämtliche Funktionsgruppen eines Dual-slope-Um­ setzers mit automatischem N ullabgleich. Die dabei verwendete MOS-Technologie hat neben dem kompakten Aufbau noch den Vorteil eines sehr geringen Strombedarfs, so daß der Betrieb der Geräte mit Batterien möglich ist, wodurch auch vielfach die Ein­ schaltung des Meßgeräts in den Meßkreis problemlos wird.

•

Zum Abgleich wird nach mindestens 1/2stündiger Einlaufzeit zunächst die Frequenz des Quarzoszillators mit einem sehr ge­ nauen industriellen Zähler eingestellt. Danach werden zur Ofset­ kompensation alle Operationsverstärker bei Nullsplnnung am Eingang auf Spannung 0 am Ausgang eingestellt. Möglicherweise müssen dazu die Eingangsleitungen der einzelnen Stufen auf­ getrennt und die Eingänge kurzgeschlossen werden. Ohne Ein­ gangsspannung ist an R45 des U/-Umsetzers die Anzeige 0 . . . I einzustellen. M i t einer deinierten Spannung, die nahe bei 1 0 V liegen sollte, wird an R42 der entsprechende Anzeigewert ein­ gestellt. Der Abgleich muß wiederholt we�den, bis sich keine Änderung mehr zeigt. Ebenso verfährt man an den Widerständen R63 und RSS für den Absolutwertverstärker, wobei die Meß­ spannung umgepolt wird, um beide Polaritätsbereiche zu eichen. Der Abgleich für die Widerstandsmessung ist einfach . . Man legt einen bekannten Widerstand an die Eingangsklemmen, und mit R57 wird der Anzeigewert eingestellt.

•

Hinweis: Falls bei Spannungsmessungen versehentlich der Ohm­ Bereich eingeschaltet ist, kann eine hohe Eingangsspannung den ersten Operationsverstärker zerstören. Zur Sicherheit gegen Üerlastung sollten für die Widerstandsmessung zwei getrennte Eingangsbuchsen verwendet werden, an die man keine Spannung legen darf. Damit entfallen die zwei Schaltebenen S l l/ 1 und S l l/5.

8.

•

Erweiterungsmöglichkeiten für das Gerät

Es sollte ein kleines, handliches und kompaktes Gerät für uni­ versellen Einsatz. entstehen. Deshalb konnten nicht alle M öglich­ keiten (z. B. der Frequenzmessung) genutzt werden. Erweite­ rungen sind möglich mit einer 6stelligen Anzeige und durch Ein­ bau eines Triggerverstärkers für niedrige Frequenzen, Perioden­ dauermessung und Zählung einzelner Impulse. Ferner können bei entsprechender Kopplung mit den Dezimalpunkten vor­ laufende Nullen in der Anzeige unterdrückt werden. Da der Ab­ solutwertverstärker im Prinzip einen Präzisionsgleichrichter auch für kleine Spannungen darstellt, lassen sich mit dem vorgestellten Gerät auch Wechselspannungen messen. Dazu ist nötig, daß der Spannungsteiler im Eingang auch für niedrige Frequenzen der Meßspannung mit Kapazitäten frequenzkompensiert wird ; außerde.m ist eine gute Schirmung des Eingangsteilers und des G leichrichters notwendig. Brauchbare Ergebnisse der Wechselspannungsmessung sind nur für niedrige Frequenzen (bis etwa 1 0 kHz) zu erwarten, da der hochohmige Eingangsverstärker lediglich für diese · Frequenzen ausreichend verstärkt. Falls der Funktionsbereich des kleinen Meßgeräts erweitert werden soll, ist es sinnvoll, die i nternen Betriebsspannungen ± 1 5 und· + 5 V sowie den Masseanschluß an Ausgangsbuchsen zu führen, die sich z. B. an der R ückseite des Geräts beinden können. Damit lassen sich dann externe, zusätzliche Baugruppen betreiben, etwa für Kapazitäts- oder Temperaturmessung. Bei der Temperaturmessung kann man für lineare Skalenanzeige die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung von Transistoren oder die begradigte Kennlinie von Thermistoren ausnutzen. Die digitale Anzeige läßt sich dann direkt in »Grad« eichen. Zur Kapazitätsmessung wird man sinnvoll eine monostabile Kippstufe einsetzen, da ihre Zeitkonstante linear von der zeit­ bestimmenden (Meß-)Kapazität abhängt. Das vorgestellte Gerät ist, bezogen auf die technischen M öglich­ keiten der heutigen Schaltkreistechnologie, noch recht »kon­ ventionell«. Moderne Halbleiterbaüelemente erlauben den Aufbau sehr kleiner Geräte. So werden international Komplexbausteine für

•

Literatur [ I ] Harjung, A . : Spannungs-Frequenz-Umsetzer hoher Lineari­ tät, Elektronik (1 977) H eft I [2] Reubold, K. : Digitai-Universalmeter mit LE D-Anzeige, Funk-Technik 30 ( 1 975) Heft 1 8 [3] Smith, H. H. : Modern operational circuit design, Wiley Interscience 1 971 [4] Kühne, H. : Spannungs-Frequenzwandler, radio fernsehen elektronik, 29 (1 980) Heft 4 [5] Siggemann, H. : LCD-Multimeter für Gleich- und Wechsel­ strom, Funkschau ( 1 979) Heft 1 9 [6] Anod, M. : Frequenzzähler mit M ultiplexanzeige, Funk­ Technik 29 ( 1 975) Heft 20, H eft 21 [7] Hertzsch, A . : Elektronischer Zähler, nicht nur für den Funk­ amateur, F UNKAMATEU R 23 ( 1 974), Heft 4 und Heft 5

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SC H A LTU N G SSA M M L U N G Kapitel 8

-

Kfz-Elektronik

1.

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•

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Einleitung

- die für die Verkehrs- und Betriebssicherheit eingesetzt werden, wie Regler, Zünd-, Blink-, Parklichtschaltungen, Schaltungen zur Kontrolle der Richtungsanzeiger, des Anhängerbetriebs, zur Geschwindigkeitsmessung usw. ; - die man als Zubehör benutzt und bei deren Ausfall die Ver­ kehrs- und Betriebssicherheit nicht beeinträchtigt wird, wie Drehzahlmesser, Tankkontrolle, Uhr, Verbrauchsmesser, Radio usw. Für die erstgenannten Baugruppen ist eine hohe Zuverlässigkeit Bedingung, so daß nur sehr erfahrene Amateure auf diesem Ge­ biet tätig werden sollten. Die Baugruppen müssen den Bestimmungen der StVZO und den zugehörigen Standards entsprechen . Unter anderem ist in TGL 5003 festgelegt : - Betriebsspannungsbereich 0,9- bis I ,2fache Nennspannung; - Temperaturbereich - 30 bis + 50 oc, für Geräte im Motorraum bis + 65 "C ; - maximaler Spannungsabfall zwischen Batterie und Anschluß­ klemme des Verbrauchers 1 0 /�. am Innenwiderstand des Blinkgebers 4 /�; bei Warnblinkgebern sind doppelte Werte zulässig. Aus diesen und anderen Bedingungen ergeben sich Konsequen­ zen. Vom Fahrzeughersteller sind die Kabelquerschnitte aus ökono­ mischen G ründen so groß gewählt, daß unter Berücksichtigung der Klemmkontakte (0,05 n) und der Schaltkontakte (0, 1 5 n) der Standard gerade noch erfüllt wird. Deshalb sind in der Regel keine weiteren Spannungsabfälle, z. B . über Längstransistoren oder zur Steuerung von Basis-Emitter-Strecken, zulässig. Aus Temperaturgründen können im allgemeinen keine Germanium­ transistoren eingesetzt werden. An ungünstigen Stellen im Fahr­ zeug können beim Parken in der Sonne Temperaturen bis zu I 0 oc auftreten. Wegen der geforderten K limabeständigkeit sind als Steck- und Klemmverbinder nur solche aus der Kfz"Technik zu verwenden, soweit nicht bekannt ist, daß die verwendeten Bauelemente schärferen Bedirgungen genügen. Außerdem muß berücksichtigt werden, daß das Fahrzeug wegen einer Panne in eine Werkstatt muß. Deshalb sollte man in den Kabelbaum nur solche Änderungen einarbeiten, die ein Kfz­ Elektriker auch erkennen kann. Die Anschlüsse sind so zu wäh­ len, daß sie sich erforderlichenfalls gegen Originalteile aus­ tauschen fassen. So kann man z. B. leider die plusgeregelte Licht­ maschine nicht auf Minusregelung umbauen, um den elektro­ nischen Regler im Stellglied mit Si-npn-Transistoren in Emitter­ schaltung betreiben zu können und um Kühlkörper und Ein­ schaltdrehzahl so klein als möglich zu halten, obwohl die Licht­ maschinen meistens verhältnismäßig einfach umzubauen wären. Unabhängig vom zulässigen Spannungsabfall ist es nicht immer günstig, Leistungstransistoren einzusetzen, da bei K urzschluß der Transistor zerstört wird. Ein Relais als Stellglied arbeitet in vielen Fällen zuverlässiger und billiger. Während man bei anderen kommerziellen Schaltungen Möglich­ keiten zur Strombegrenzung und Schutzschaltungen hat, ist das bei K fz-Schaltungen beim heutigen Stand der Technik nicht möglich, da keine wesentlich höhere Spannung als die Nenn­ spannung zur Verfügung steht. Eine Ausnahme bildet lediglich die Generatorspannung.

2.

Dritte Lieferung · 1 982

Blatt

8-1

( Blatt l )

Zu unterscheiden sind Baugruppen,

•

·

Allgemeine Elektronik

Laden der Batterie

Während . für das stationäre Laden der Batterie eindeutige Lade­ vorschriften bestehen, kann das Laden im Fahrzeug nur einen

Tubele Ladeströme bei stationärer Ladung Ladeströme I Inbetriebsetzungsladung Normalladung Regenerierungsladung Schnelladung Ladeschlußstrom Erhaltungsladung

% K 2o /h 2 5 10 I J 75 I 2I 1 1

1 Wenn Gasungsspannung nicht überschritten wird.

2 5 % K20/h ist der Strom, der bei Wstündiger Ladung die Nenn­ 3

kapazität der Batterie ergibt (Wirkungsgrad vernachlässigt). 4,2 A 84 A h ; 5 �� K20/h = 0,05 84 Ah/h Beispiel : K20 2- bis 3tägige Ladung der vollen Batterie zur Beseitigung der Sulfatierung. =

·

=

günstigen Kompromiß darstellen. Der Ladestrom einer geschüt­ telten Batterie z. B. steigt bis auf den Sfachen Wert einer ruhen­ den Batterie bei sonst gleichen Bedingungen, weil der Innen­ widerstand durch das Abschütteln der Gasblasen sinkt. Bis zum Einsetzen der Gasung kann mit relativ hohen Strömen geladen werden (Tabelle). Hohe Ströme nach Einsetzen der Gasung zerstören die Batterie sehr rasch. Deshalb sollte im Kfz die Ladespannung bei 25 oc nicht über 2,35 V/Zelle (bei Gleich­ stroml ichtmaschinen 2,4 V/Zelle) gewählt werden. Die höhere Ladespannung der Gleichstromlichtmaschine wird mit einem Ladedeizit wegen der höheren Einschaltdrehzahl er­ klärt. Allerdings kann das bei Fernfahrten zu einer Überladung führen. D'e Summe der Überladungen begrenzt die Lebensdauer der Batter'e. Unterhalb der Gasungsspannung verträgt die Batte­ rie hohe Ladeströme. Die lebhafte Gasung zerstört die Batterie rasch, da die aktive Masse durch die Gasblasen losgerissen wird. Vom Hersteller wurde in der Vergangenheit angegeben, die Spannung des Reglers im Sommer mit z, B. 6,9 bis 7, 1 V und im Winter mit 7,2 bis 7,5 V beim nachgiebigen Regler einzustellen. Diese Sommer-Winter-Einstellung wurde aber in der Praxis nicht durchgeführt. Die Regler hatten einen 'Temperaturkoefi­ zienten um 0. Mit der Elektronik kann der Temperaturgang des Reglers relativ einfach korrigiert werden. Exakt wäre ein Laden in Abhängigkeit von der Kapazität und der Batterietemperatur. Da die Messung der Batteriespannung infolge der Aggressivität der Säure schwierig zu realisieren ist, genügt eine Abhängigkeit von der Außentemperatur, wobei berücksichtigt wird, daß die Batterietemperatur beim Laden immer höher liegt. Von den Batterieherstellern gibt es keine Empfehlungen, wie groß der Temperaturgang des Reglers sein soll. Angestrebt wer­ den sollte ein Temperaturgang, der sicherstellt, daß bei voll­ geladener Batterie die temperaturabhängige Gasungsspannung nicht erreicht wird und daß der Restladestrom genügend klein bleibt. Eine Messung des Restladestroms von 2 /� K8 (K8 ist der Lade­ strom, der bei 8stündiger Ladung die Nennkapazität ergibt) er­ gab einen Temperaturgang von - 2,7°/00/K im Bereich der B atterietemperaturvon 0 bis 45 oc bei einer Ladespannung von 2,35 V/Zelle bei 25 °C . Um zu beurteilen, ob der Temperaturgang des Reglers richtig gewählt wurde, da fahrzeugspeziische Einsatzbedingungen, wie Umgebungstemperatur des Reglers, eine Rolle spielen, muß der Restladestrom bei vollgeladener Batterie bei maximaler und bei minimaler Temperatur gemessen werden. Muß man oft Wasser nachfüllen, so ist die Ladespannung auf alle Fälle zu hoch. Die schonende Batterieladung bei optimaler Ladung wird durch einen Knickregler gewährleistet. Dieser Regler gewährleistet konstante Spannung bis zum maximal zulässigen Strom der Lichtmaschine. Der nachgiebige Regler ändert seine Spannung mit steigendem Strom. Wird dabei die vom Hersteller des Kfz vorgesehene Leistung der Verbraucher erhöht oder eine zu große Batterie eingesetzt, so führt das zur Zerstörung der Licht­ maschine. Die Leerlaufspannung des nachgiebigen Reglers liegt über der Gasungsspannung, so daß bei Fernfahrten Überladun-

gen vorkommen (Bild I ). Die Einstellwerte des nachgiebigen Reglers können nicht auf den Knickregler übertragen werden. Durch den Knickregler wird angenähert eine Dreistufenladung erreicht ( Bild 2 ) : I . Stufe - Laden m i t hohem Strom bis zum maximal zulässigen Lichtmaschinenstrom ; Tiefenentladung der Batterie beim Start wird ausgeglichen ; 2. Stufe - Laden mit konstanter Spannung, Strom nimmt mit wachsender Kapazität rasch ab; 3. Stufe - Laden mit Restladestrom. Ein Nachladen außerhalb des Fahrzeugs ist in der Regel nicht nötig. Wird die Batterie durch Unachtsamkeit entladen (z. B. Einschalten der Scheinwerfer beim Parken), so genügt es, wenn man das Fahrzeug durch Anschieben wieder starten konnte und wenn dann größere Strecken ohne, sonstige Belastungen gefahren werden. Zur Beseitigung der Sulfatierung sollte man die voll­ geladene Batterie jährlich einmal mit dem Regenerierungsstrom nach laden, wobei die Batterie nicht ausgebaut zu werden braucht. Das Nachladen einer Batterie wird dann erforderlich, wenn diese infolge Überalterung usw. stark an Kapa �ität verloren hat und die Außentemperaturen unter 0 oc liegen. Lädt man dann die Batterie über Nacht mit einem ungeregelten Ladegerät nach, so wird die Batterie rasch überladen, wodurch der Verschleiß noch schneller fortschreitet. Eine Batterie sollte deshalb immer über einen Regler geladen werden, der die Dreistufenladung automa­ tisch gewährleistet (s. � bschnitt 8.4.). u L�erlaufsp, nachgiebiger Regler

Knickregler

I

Bild I

Knickregler, nachgiebiger Regler V

=

f(l)

I

Bild 2

3.

Dreistufenladung

R�gelsteck� ( L ichtmaschin� ud Botteri� ) *ßorl ( Batteriespanung)

Bild 3

Stelort (Fetdw:klug)

•

Regelkreis. grundsätzlicher Aufbau

üblich, die Klemme 1 5 oder + D als Meßort, so geht der Span­ nungsabfall über die Leitungen, Klemmen und Kontakte mit in das Ergebnis ein. Die Batterie erhält dann keine volle Ladung mehr, da die Spannung am Meßort konstant gehalten wird, während die Spannung an der latterie niedriger ist. Der Stellort ist immer die Feldwicklung. Prinzipiell könnte eine analoge Regelung gewählt werden, die weniger Störungen verursacht. Jedoch ist die Kühlleistung des Stellglieds größer als bei einer digitalen Regelung. Die Regel­ einrichtung besteht aus Meßglied, Übertragungsglied sowie Stellglied und muß den unterschiedlichsten Ausführungen der Lichtmaschine angepaßt werden. Bei Drehstromlichtmaschinen sperren die Dioden zur G leich­ richtung automatisch den Rückstrom von der Batterie zur Licht­ maschine bei stehender oder zu langsam laufende � Lichtmaschine. Bei G leichstromlichtmaschinen muß immer ein Rückstromschal­ ter eingefügt werden. Außerdem unterscheidet man Lichtmaschi­ nen mit Plus- und Minusregelung, d. h., die Feldwicklung wird in der positiven bz'. in der negativen Leitung geregelt ( Bild 4, Bild 5). In der Regel ist die M inusleitung an Massepotential gelegt ; doch es gibt auch Fahrzeuge, bei denen die Plusleitung an M assepotential liegt. Bei Drehstromlichtmaschinen unterscheidet man solche mit M ittelpunktschaltung, d. h., die Feldwicklung liegt mit einem Pol am Sternpunkt ( Bild 6), und solche mit Hilfsdioden, d. h., die Feldwicklung wird über Hilfsdioden gespeist, die gleich­ zeitig den Rückstrom verhindern
DF1+ i_

Bild 5 M inusgeregelte Lichtmaschine

Bild 6

Elektronischer Regler

Der elektronische Regler mul3 folgende Funktionen gewähr­ leisten :

Drehstromlicht­ maschine mit M ittel­ punktschaltung und Plusregelung

- schonende Batterieladung, um eine hohe Lebensdauer zu er­ reichen ; - Reglung der drehzahlabhängigen Lichtmaschinenspannung auf eine vorgegebene V-I-Kennlinie, damit Verbraucher nicht ge­ fährdet werden und die Lichtmaschine nicht überlastet wird ; - Änderung der Ladespannung in Abhängigkeit von der Tem­ peratur; - Trennen der Batterie von der Lichtmaschine, wenn die Lade­ spannung kleiner als die Batteriespannung wird ; - gewährleisten, daß der M otor bei entladener Batterie anspringt ; - im Notfall Fahren ohne Batterie. Bild 3 zeigt den grundsätzlichen Aufbau eines Regelkreises. Die Regelstrecke ist die Lichtmaschine. Als Meßort sollten prinzipiell die Batterieklemmen gewählt werden. Wählt man, wie teilweise

Bild 7

Drehstromlichtmaschine mit Hi lfsdioden und Minusregelt•ng

•

•

•

•

Blatt

SCHALTU N G S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 8

-

Kfz-Elektronik

•

•

( Bl att 2)

Als weiterer Unterschied zwischen Gleichstrom- und Drehstrom­ lichtmaschinen ist die Strombegrenzung zu nennen. Bei Gleich­ stromlichtmaschinen muß der Strom durch besondere schal­ tungstechnische Maßnahmen (nachgiebiger Regler, Strombegren­ zungswicklung usw.) begrenzt werden. Bei Drehstromlicht­ maschinen tritt die Strombegrenzung automatisch durch die Kennlinie der Lichtmaschine ein. Allerdings ist der M aximal­ strom von der geregelten Spannung abhängig. Bei defekter Span­ nungsreglung kann der Maximalstrom überschritten werden, und die Lichtmaschine wird zerstört. Aus diesem G rund baut man teilweise Schutzschaltungen gegen Überspannung ein. Da mechanische Regler nur eine begrenzte Anzahl von Schalt­ spielen in der Zeiteinheit zulassen, wurde der Zweikontaktregler, der beim E rreichen der Soll-Spannung die Feldwicklung ab­ schaltet, zum Dreikontaktregler weiterentwickelt, der im Be­ reich der oberen Drehzahlen die Feldwicklung kurzschließt, damit die Spannung nicht weiter steigt. Der elektronische Regler kann jedoch sehr viel schneller schalten, so daß bei ihm wieder die Zweikontaktreglung angewendet wird. Es entfällt auch der parallel zu den mechanischen Kontakten liegende Widerstand, mit dem erreicht werden sollte, daß der Feldstrom nicht voll unterbrochen wird.

3. 1 .

Stellglied

Ein zusätzlicher Spannungsabfall über dem Stellglied verschiebt die Einschaltdrehzahl, bei der die Reglung einsetzt, zu höheren D rehzahlen. Aus diesem Grund ist die Emitterschaltung wegen der Durchsteuerung bis in die Sättigung am günstigsten. Das Stellglied hat die Aufgabe, den Strom · der Feldwicklung (Stellort) ein- und auszuschalten.

3. 1 . 1 .

Schaltung

Für das Stellglied kommen die Schaltungen nach Bild 8 bis Bild 10 in Frage. Die Dlrlington-Schaltung wird gewählt, damit der Steuerstrom an der E ingangsbasis in der Größenordnung von 50 bis I 00 mA bleibt. Die Größe des Transistors Tl wird qe­ stimmt durch den maximal möglichen Feldstrom bei - 30 oc.

Bild 8 Stellglied m i t 2 pnp­ Transistoren

A

8

8-2

Allgemeine Elektronik

Bild 9 Stellglied mit Kom­ plementärstufe

Bei>piele

Trabant - Lichtmaschine 8001.5, 8001.6, 8001. 1 1 Nennleistung 220 W Feldwiderstand I ,5 1 bei 20 oc

Ru

=

R 2 0 ( I + ;.J) ergibt I :2 1 bei - 30 "C,

/F - 30 ' =

V2 0( 1 + TK.J) R2 0( 1 + ;.J)

7,2 V

= - X

1 ,5 1

I + [( - 0,002 K- 1 ) ( - 50 K) I I + [0,0039 K - 1 ( - 50 K)] '

/F - Jo' = 4,8 A - = 6,6 A . 1,1

•

0,8

Lada - R Feld = 4,5 ± 0, I n ergibt bei - 30° C, /F = 4,5 A.

Die Diode D I ist eine Freilaufdiode, die den Transistor vor der beim A bschalten einer Induktivität entstehenden hohen ent­ gegengesetzt gerichteten Selbstinduktionsspannung schützt. Es genügt in der Regel ein I -A-Typ, z. B. SY 200, SY 320 od. ä. Die Widerstände R l , R2 verhindern, daß sich bei hohen Tempe­ raturen die Transistoren infolge des steigenden Reststroms selbst einschalten. Der Transistor BD 644 enthält die vollständige Schaltung nach Bild 8 mit R l = R2 = 1 0 kO. Diese Schaltung ist die günstigste für alle plusgeregelten Maschinen, gleichgültig, ob G leichstrom­ lichtmaschinen oder Drehstromlichtmaschine. Die Sahaltung nach Bild I 0 eignet sich am besten für alle minusgeregelten Licht­ maschinen. In den beiden genannten Anwendungsfällen arbeiten die Schal­ tungen jeweils in Emitterschaltung, die es gestattet, die Transi­ storen bis in die Sättigung durchzusteuern. Der Basisstrom des ersten Transistors sollte im ungünstigsten Fall mindestens zwei­ mal so groß sein, als es zur Durchsteuerung nötig ist. Setzt man die Schaltungen nach Bild 9 und Bild 1 0 bei plus­ geregelten Lichtmaschinen ein, so ist die Spannung V( Et bei der Schaltung nach Bild 9 um 0,7 V und bei der Schaltung nach Bild I 0 um etwa I ,4 V größer als bei der günstigeren Emitter­ schaltung nach Bild 8. Damit wird aber auch die über den Kühl­ körper abzuführende Leistung um 0,7 V h bzw. um I ,4 V h größer, und es ergibt sich eine höhere E inschaltdrehzahL Den Kühlkörper muß man für Dauerstrom auslegen, da die Licht­ maschine mit Maximalstrom gefahren werden kann, bei dem im Stand z; B. die Feldwicklung dauernd eingeschaltet bleibt. Wird für T l nach Bild 8 im Ausnahmefall ein Germaniumtransi­ stor eingesetzt, so müssen die Temperaturbedingungen, unter denen er arbeiten muß (Umgebungstemperatur > 65 °C}, ge­ nauestens untersucht und beachtet werden. Günstiger ist die Schaltung nach Bild 9. lnfolge des höheren Spannungsabfalls sind diese Möglichkeiten dann jedoch gleichwertig mit Thyristor­ schaltungen. ·

3. 1 . 2.

·

Wahl der Art der Erregung

Der Anschluß des Punktes A nach Bild 8 bis Bild 1 0 an die Re­ gelstrecke bestimmt die Art der Erregung.

D

Bild 1 0 Stellglied m i t 2 npn­ Transistoren

a) Selbsterregung nach Bild I I A ' l iegt an 6 1 . Die Lichtmaschine erregt sich selbst über den Restmagnetismus des Feldes. Der Feldstrom ließt nur bei sich drehender Lichtmaschine. Ist die Feldspule aus irgendeinem Grunde entmagnetisiert worden, so muß sie durch einen Strom wieder aufmagnetisiert werden, indem z. B. der R ückstrom­ schalter kurzzeitig überbrückt wird. b) Fremderregung nach Bild 1 2 A liegt a n 5 1 . Der Feldstrom ließt i n voller Höhe bei einge­ schalteter Zündung unterhalb der E inschaltdrehzahL c) Gemischte Erregung nach Bild 1 3

Bild I I Selbsterregung

I

u8E

[V)

w q6

,5

Bild 1 2 Fremderregung

8

�

8

I

o.

Bild 1 3 Gemischte RegeJung

Bild 1 4 E infacher Span­ nungsteiler im Meß­ glied

0 ,

0 ·2

10 - 1

101

,]

-1

•

-2

-1

-4 -UeETKE [mV/K) 5 - TK8E 1 -

[%./K]�

A liegt an D + . Über Kontrollampe oder Widerstand wird ein geringer Fremdstrom von der Batterie eingespeist, um die Selbsterregung sicherzustellen. Dadurch verbessert sich das An­ laufverhalten gegenüber der reinen Selbsterregung. Diese Be­ triebsart sollte vorzugsweise gewählt werden.

3.2.

to •

•

Meßglied

Mit dem Meßglied wird die am Meßort ( Batterie) anstehende Spannung gemessen und auf den Wert der Vergleichsspannung geteilt. Gleichzeitig kann die Temperaturkompensation durch­ geführt werden. Als Soll-Spannungs-Geber eignet sich am einfachsten die Basis­ Emitter-Strecke des Eingangsstransistors des Ü bertragungs­ glieds. Die Bauelemente sind in ihren Werten Toteranzen unterworfen . Bestimmte Werte werden in ihrer Toleranz vom Hersteller garan­ tiert. Dazu gehören aber im allgemeinen nicht die Flußspan­ nungen von Dioden (meist werden Maximalwerte angegeben), die Basis-Emitter-Spannung von Transistoren und die Tempera­ turgänge von pn-Übergängen. Diese Parameter sind zudem noch stromabhängig. Demzufolge ergeben sich ohne ausgesuchte Bau­ elemente große Diferenzen im Temperaturgang, wohingegen die Spannung des Reglers eingestellt werden kann. Dabei wird aber der Temperaturgang wiederum beeinlußt. M i t einem einfachen Spannungsteiler nach Bild 1 4 ergäbe sich bei einer angenomme­ nen U8E = (0,6 ± 0, I ) V und bei einem Temperaturgang von (2,0 ± 0,3) mV/K sowie bei E = 1 4, 1 V ein Temperaturkoei­ zient von R 1 + R2 E · TK = U8E · TK8E = ( - 47 ± I S) mV/ K .

R2

Dieser Wert ist auf alle Fälle zu groß und muß durch geeignete Maßnahmen kompensiert werden� Korrigiert werden kann durch temperaturabhängige Wider­ stände und durch Halbleiterbauelemente. Beim Einsatz von Z-Dioden ist zu beachten, daß die angegebene Toleranz des TK nur für den angegebenen Strom gilt.

Meßwerte an Basis-Emitter­ Strecken

0,08 V, der TK8E um etwa 0,6 °/00/K und U8ETKoE um etwa 0,3 mV/K (Bild 1 5). Damit ergeben sich beim Nachbau große Bei Transistoren ändern sich je Stromdekade UoE um etwa

Streuungen des TK. Der Amateur hat hier nur die Möglichkeit, die Schaltung aufzubauen, den TK zu messen und dann durch Änderung der Bauelementewerte den TK zu korrigieren. Schaltungsmäßig lassen sich Meßglied, Sollwertgeber und Über­ tragungsglied nicht ganz trennen, da beim elektronischen Regler einzelne Bauelemente Mehrfachfunktionen erfüllen. Für die Realisierung des Meßglieds sind in Bild 1 6 einige M öglichkeiten aufgeführt. E0 ist die Regelspannung.bei Raumtemperatur (z. B. 25 °C) ; TK ist der relative Temperaturkoeizient ; x drückt das Spannungs­ teilerverhältnis aus. Aus dem vorgegebenen Strom /2 bzw. lz errechnen sich R2 und Rl + R2. Die Zeile für h = 0 gibt an, ob der Transistor der Eingangsstufe bei E > E0 oder bei E < E0 ofen ist. Aus der G leichung für den Temperaturgang der Schaltungen nach Bild 1 6 a läßt sich ersehen, daß TK8E der Temperaturgang TKE des unkorrigierten Spannungsteilers nach Bild 14 ist.

T (TKz - TK8E) gibt den Wert der anzubringenden Korreku

tur wieder. Aus diesem G lied erkennt man, daß eine Korrektur durch Reihenschaltung von Dioden nur dann wirksam wird, wenn der TK der in Reihe zu schaltenden Diode einen vom TK8E abweichenden Wert hat. Schaltet man z. B. in Reihe mit der Z­ Diode eine übliche Si-Diode, so korrigiert man zwar den TK der Reihenschaltung, a ber nicht den TK des Reglers. Auch eine Darlington-Stufe als Eingangstransistor andert nichts am T K E . D i e Änderung wird unwirksam, d a sich bei konstantem E das Verhältnis x des Spannungsteilers ändert. Will man durch Reihenschaltung den TK ändern, so ergibt sich z. B. bei Verwendung einer Leuchtdiode VQA 1 2/ VQA 13 eine Änderung von TKE um etwa 0,1 7°/00/ K . D e r Strom durch d i e Z-Diode sollte größer a l s I mA sein. M a n beachte, daß der in Tabellen angegebene T K bei 5 m A gilt. Bei Z-Dioden unter 6,2 V sinkt die Z-Spannung unterhalb 5 mA bereits stärker ab. Es ergeben sich dann andere Werte als die errechneten, wenn nicht die Istwerte von U und TK gemessen

•

•

SC H A LTU N G S SA M M L U N G Kapitel 8

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Dritte Lieferung

·

1 982

Allgemeine Elektronik

-

Kfz-Elektronik

( Blatt 3)

+o Iz

Rl

D

R1

R l +R2 -R2 al)

l� = I RR2I +R2 R2(1e « 12)= 1 E R I +R2 ' Eo =

I Uz + ,

bl)

'c = o

\

lz

UF TKF - UaE TKE UF - UeE

R l +R2 R2

X

Eo

( UF - UeE ) - � R I +R2

. UeE

z ( TK - TKaE ) + TK z eE

TKc

b2)

EQ

=

UF -VBE

UF - UBE lz

>

L

Uz

12

E

E < Eo

Eo

Yl . 1

/

/

/

/

/

/

/

/

-2

-1

..__ --

VQA 12, 11 IF •20mA

TKBE (-�5±/o

+

R 1 +R2 R2 UF TKF

UeE + UF

R l +R2

�

E UE + UF

UeE +UF

12

__ '2

E < Eo

---

UaE'J,6 !.V UE TKaE 4-1,5tflo

)

-1

TKE 't{ Uz, UF) E • 14,1V UaE (0,6 •O,QV

UaE TKaE

·

TKE• f (UF)

Uz,U,M

QA 12,1f IF·20mA

( UaE + UF )

UF TKE (-1,7tO,�V

TKE •f(Uz, UF) E · ,2V U� ·J,6 <,�V TKE(-3,5 tf;"

10

...

-

VQA 12, 11 IF �20mA

I I I

I

c2)

10

\

/

I I

8-3 Bild 1 6 Möglichkeiten für die Realisierung des Meßglieds

R2

R1

Blatt

-2

!

.U

� /

VQA 12, 11 IF ·20mA

-1

-,

-.

werden: Für die Schaltung nach Bild 16 b ist Bedingung, daß - UFTK > - uüE TKoE (absolute Temperaturkoefizienten) gilt, damit man überhaupt einen negativen TK. erzielt. Die Kombination RY, D und Transistor der Schaltungen nach Bild 16 b und 1 6 c ist als Spannungsstabilisierung aufzufassen . R 3 ist darin der Vorwiderstand und der Transistor die veränder­ liche Last. Bei ofenem Transistor ließt der gesamte Strom durch die Diode. Dieser Strom muß im gesamten Temperaturbereich kleiner als der zulässige Strom der Diode sein.

Bei geschlossenem Transistor muß noch ein M indeststrom durch die Diode im gesamten Temperaturbereich ließen. Die Diode sollte deshalb nicht unterhalb des linearen Teiles ihrer V-I-Kenn­ linie betrieben werden. In die Diagramme zu B i ld 1 6 sind Toleranzfelder eingetragen. Sie zeigen, daß bei den angegebenen Abweichungen die Tote­ ranzen i n der Größenordnung des zu erzielenden TK liegen. Sie gelten auch nur für die angegebenen Streuungen der Parameter der Bauelemente, die jedoch von den Bauelementeherstellern weder im Nennwert noch in der Toleranz garantiert werden.

Um das Toleranzfeld einzuschränken. muß man z. B. die Tole­ ranz von U8E auf ± 0,03 V verringern, was durch Aussuchen oder Änderung des Kollektorstroms möglich ist. Die Toleranz von TKE verringert sich dann auf etwa 0,5°/00/ K . U m den Regler einzustellen, ist e s notwendig, das Verhältnis Rl + R2 X = zu ändern. Dabei sollte der Regelbereich einR2 geschränkt werden. Bei der Schaltung nach Bild 17 ergibt sich ein sehr kleiner Wert für den Regelwiderstand bzw. wird der Regelbereich sehr groß. Günstiger ist es deshalb, die Regelung nach Bild 18 durch Stromteilung zu erzielen und en G robab­ gleich auf Soll-Spannung durch Festwiderstände vorzunehmen. Bild 1 7 Reglereinstel l ung mit großem Bereich

3.5.

Bild 1 8 Reglereinstellung durch Stromteilung

Mit dem Regler könnte dann die Spannung nur noch um etwa 2 �� erniedrigt werden, um den Regler - wenn erforderlich - an den Einsatzfall anzupassen.

3.3.

Übertragungsglied

Es hat sich gezeigt, daß man für einen gut funktionierenden Regler mit 3 Transistoren auskommt. Da für das Stellglied bereits 2 Transistoren benötigt werden, genügt der Transistor des Meßglieds bzw. des Sollwertgebers als dritter. Als Über­ tragungsglied wäre dann der den Basisstrom des Stellglieds be­ grenzende Widerstand zwischen Eingangstransistor und Basis des Stellglieds anzusehen. Durch zusätzliche Rückkopplung kann das Schaltverhalten ver­ bessert werden. Selbstverständlich kann als Übertragungsglied auch ein Schalt­ kreis verwendet werden, z. B. A 30 I. Der A ufwand lohnt sich jedoch nur beim Einsatz von Thyristoren als Stellglied. Zu beachten ist, daß für Dioden, für Leuchtdioden und für den Schaltkreis A 301 die untere Betriebstemperatur nur 25 oc sowie für die Leuchtdioden und den A 30 I die obere Temperaturgrenze + 70 'C beträgt. Zur Rückkopplung kann auch der Spannungsabfall auf der Masseleitung ausgenutzt werden, wenn entgegen der bei Ver­ stärkern angewendeten Einspeisung des Stromes am Ausgang des Verstärkers die Einspeisung am Eingang vorgenommen wird. Der zwischen dem Anschlußpunkt des Basiswiderstands und des Emitters des ersten Transistors entstehende Spannungsabfall genügt bei richtiger Stron1richtung schon, um ein K ippen der Schaltung zu erreichen. -

·

3.4.

B. I mm2 Cu. Damit tritt eine Stromteilung auf. Diese schwä­ chere Leitung führt man analog der Ansprechempindlichkeit um den Schutzrohrkontakt, der dann bei Erreichen des justierten Ansprechwerts die Basis-Emitter-Strecke des Stellglieds kurz. schließt. Auf diese Weise werden zusätzliche Spannungsabfälle vermieden. Die Methode kann auch als Ergänzung bei Drehstroml icht­ maschinen angewendet werden, um die Lichtmaschine bei Aus­ fall der Spannungsreglung zusätzlich zu schützen. Die vielfach propagierte Methode, den Strom durch Messung des Spannungsabfalls der R ückstromdiode zu messen, ist un­ günstig, da wegen der Temperaturabhängigkeit und wegen der Streuung der Parameter die Einstellung schwer beherrscht wird. z.

Strombegrenzung

Bei Gleichstromlichtmaschinen muß eine Strombegrenzung durch zusätzliche Schaltungsmaßnahmen beim Knickregler er­ reicht werden. Am einfachsten läßt sich diese Maßnahme ohne Erhöhung der Einschaltdrehzahl durch einen Schutzrohrkon­ takt nach TGL 24 589 lösen. Paral lel zur Leitung + D- Lichtmaschinc zu + D-Regler, z. B. 6 mm2 Cu, lötet ( ! ) man eine Leitung schwächeren Querschnitts,

Rückstromschalter

Der Rückstromschalter verhindert den Stromluß von der Batte­ rie in die Lichtmaschine, wenn die Lichtmaschinenspannung unter die Batteriespannung sinkt, da sonst die Lichtmaschine als Motor betrieben würde. Bei Drehstromlichtmaschinen über­ nehmen das automatisch die zur G leichrichtung des Drehstroms verwendeten Dioden. Bei Gleichstromlichtmaschinen muß ein zusätzlicher Rückstromschalter eingebaut werden. Das wird beim mechanischen Regler durch einen elektromechanischen Rückstromschalter bewirkt, der z. B. beim nachgiebigen Regler RSC 220/6 (Trabant) mit im System integriert ist, während bei anderen Reglern ein getrenntes System vorhanden sein kann. Die G leichstromlichtmaschine zum PKW Trabant hat eine Nenn­ leistung von 220 W und kann mit 50 �� überlastet werden. Der maximal zulässige Strom beträgt somit 55 A. Für diesen Strom müßte eine K ühl leistung von etwa 80 W (bei UF < 1 ,5 V) in­ stalliert werden, wenn man Siliziumdioden als R ückstrom­ schalter verwendet. Entgegen noch häuig verbreiteten .anderen Ansichten wird durch die Einschaltung einer Rückstromdiode die Leistung der Lichtmaschine nicht reduziert. Die Leistung der Lichtmaschine wird begrenzt durch 12 R, wobei R den Ü ber­ gangswiderstand der Bürsten, den Widerstand der Bürsten und den Ankerwiderstand enthält. Da R als konstant angesehen wer­ den kann, wird die Leistung nur durch /2 bestimmt. Die über der D iode abfallende Leistung verursacht infolge des Spannungs­ abfalls allerdings eine Verschiebung der Einschaltdrehzahl nach höheren Drehzahlen. Das Ladedeizit bei Leerlauf wird dadurch also noch größer. Deshal b wird meistens der Rückstromschalter des mechanischen Reglers weiter benutzt, zumal die für die Dioden nötige Kühlläche größer als die Fläche des mecha­ nischen Reglers ist.

4.

Schaltbeispiele

Teile der beschriebenen Schaltungen können sinngemäß ausge­ tauscht werden. Durch das Ü bertragungsglied muß erforder­ lichenfalls das Signal des Meßglieds negiert werden, um bei Über­ schreiten der Soll-Spannung ein Ausschalten des Stellglieds zu erreichen. Bild 19 zeigt einen Regler für 7,2 V. Das Anklemmen der Lei­ tung von der Batterie am Widerstand R l l statt am Emitter von T l verbessert das Schaltverhalten des Reglers, so daß R4 even­ tuell entfallen kann. Die G röße von R4 ist von den Aufbau­ bedingungen und von den Bauelementeparametern abhängig. Er muß so klein gewählt werden, daß der Regler unter allen Tempe­ raturbedingungen sicher kippt. Über R7 und C werden die Span­ nungsspitzen geglättet. Die Bedingung, die Spannung direkt an der Batterie zu messen. erfordert eine Unterbrechung des Feld� stroms bei ausgeschalteter Zündung. Der über das Meßglied ließende Strom liegt unterhalb der Selbstentladung der Batterie und kann dauernd eingeschaltet bleiben. Die Unterbrechung des Feldes wird erreicht, indem T4 bei Einschalten der Zündung über Klemme 1 5 des Kfz durchsteuert Nachteilig ist dabei, daß bei entladener Batterie der Regler beim Anschleppen des Fahr­ zeugs nicht durchschaltet und daß dadurch die Lichtmaschine keine Spannung abgeben kann. ln diesem Fall muß T4 von außen überbrückbar sein. Trennt man jedoch die Plusleitung zwischen x und x auf und verbindet den Emitter von T l mit D+ , so wird der Feldstrom bei stehender Lichtmaschine automatisch durch die Betriebsart Selbsterregung unterbrochen. T4 und R6 entfallen dann.

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SCHAL TUN G S SA M M LUN G

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Dritte Lieferung

Ka itel 8 - All eneine Elektronik Kfz-Elektronik

( Blatt 4)

Bild 1 9

3xVQA 11

01 : SZX 21/5,1

=

L VF - L Uu E .

R5

Bild 20

8-4

Regler für 7,2 V Batteriespannung

.

muß größer sein als UB E . Wege! der Temperaturabhängigkeit und der Bauelementetoteranzen sollte diese Diferenz nicht zu klein sein. Wegen der G leichung für TKE nach Bild 1 6 b wird TKE nur dann negativ, wenn UFTKF negativer als U8ETKBE ist. Verwendet man als Dioden Leuchtdioden, z. B. VQA 12 oder VQA 13, so müssen es mindestens 2 Stück sein. Beim 7,2er-Reg­ ler dürfen es aber höchstens 4 sein. Der Transistor T steuert durch, wenn die Soll-Spannung noch nicht erreicht ist. Damit wird auch das Stellglied durchgesteuert. Bei Erreichen des Sollwerts öfnet T3, da die Spannung am Emit­ ter von T3 !egen Masse schneller steigt · als die 'S pannung zwi­ schen Basis und Masse. Damit erreicht der Basisstrom für das Stellglied den Wert 0, und der Feldstrom wird unterbrochen. Bild 2 1 zeigt eine Variante für D rehstromlichtmaschinen mit Hilfsdioden. Da das Meßglied direkt an die Batterie angeschlos­ sen werden soll, ist eine Negation des vom Eingangstransistor gegebenen Signals notwendig. Besser wäre ein Meßglied nach

r

Blatt

Bild 1 6 b l , bei dem hur 3 Transistoren benötigt werden. Über die Kontrollampe wird eine Teilfremderregung durch Einschal­ ten der Zündung erreicht. Bild 22 zeigt eine Variante für Drehstromlichtmaschinen mit Mittelpunktschaltung. Bei stehender Lichtmaschine ist das Feld durch die Gleichrichterdioden abgeschaltet. Erst dann, wenn die Lichtmaschine Spannung erzeugt, steht über Stellglied und Feld­ wicklung die halbe Betriebsspannung. Allerdings ließt bei stehender Lichtmaschine Basisstrom in den Stelltransistor, so daß das Stellglied über das Zündschloß abgeschaltet werden sollte.

T I --

u"

Cl

1 982

oder

Bei Überschreiten der Soll-Spannung schließt T3, so daß die Spannung zwischen Basis T2 und Emitter Tl unter die Schwell­ spannung sinkt, wodurch T l und T2 sperren. Sinkt die Span­ nung unter die Soll-Spannung, wird T3 d urchgesteuert. Bei Über­ schreite.n des Maximalstroms der Lichtmaschine schließt der Kontakt I die Basis-Emitter-Strecken von T l , T2 kurz, und der Feldstrom wird unterbrochen. Dadurch sinkt die von der Licht­ maschine abgegebene Spannung so lange, bis der sich einstellende Mittelwert des Stromes unter'dem Maximalwert bleibt. Der Regler wird dadurch abgeglichen, indem man R l l auf Maximalwert einstellt und mit R7 die Soll-Spannung auf 7,2 V bei 25 oc abgleicht. R I I sollte man so groß wählen, daß die Span­ nung höchstens um 0,3 V gesenkt werden kann. Bild 20 zeigt eine Variante mit Meßglied nach Bild 1 6 b l . Der Basisstrom des Stellglieds ergibt sich aus

/B

·

I

Variante zu Bild 1 9 mit Meßglied nach Bild 1 6 b l

Bild 21

Regler für Drehstromlichtmaschine mit Hilfsdioden

Bild 22

Regler für D rehstromli:htmaschine mit Mittelpunkt­ schaltung

Bild 23 zeigt eine Thyristorregelung für Gleichstrom- und Dreh­ stromlichtmaschinen. Angesteuert wird durch den Schaltkreis A 301, der sich wegen seiner gegenseitig negierten Ausgänge zum wechselseitigen Ein- und Ausschalten der Thyristoren gut eignet. Erforderlichenfalls muß. der AusgangSstrom verstärkt werden, wenn der Thyristor höhere Steuerströme erfordert. Die Thyristoren löschen sch gegenseitig durch -Stromübernahme über das Kopel-e.

Bild 23

Thyristorregelung für G leichstrom- und Drehstrom­ lichtmaschinen

Die Summe der Flußspannungen der Dioden D l und D2 muß größer sein als 2 UoE · Deshalb muß man bei der Darlington­ Schaltung der Transistoren T l und T2 entweder eine Leucht­ diode oder 2 einfache Dioden verwenden. Beim Einsatz eines n­ Kanal-Verarmungstyps wird mit der SummenHuBspannung Uos + UoE und damit /0 festgelegt. Fügt man Mehrfachdioden (z. B . D3 bis D 6 ) e i n , so l ä ß t sich m i t der roten Kontrollampe L a i m Stand, d. h. bei ausgeschalteter Zündung, signalisieren, daß weitere Verbraucher, z. B. Heizung, Scheinwerfer, Standlicht usw., noch eingeschaltet sind. Das Verhalten bei eingeschalteter Zündung wird damit nicht beeinHußt. Die Schaltung nach Bild 25 läßt sich durch Mehrfachdioden an Gatewiderstand nicht betreiben, da beim Verarmungstyp bei U05 0 immer ein Strom Hießt. Hierbei ist es erforderlich, die Dioden i n die Lampenleitung einzuschalten, wozu a llerdings Dioden höherer Leistung erforderlich sind. Verwendet man jedoch einen n-Kanai-Anreicherungstyp, so läßt sich der Transistor T2 i n der Schaltung nach Bild 24 austauschen, wobei die Kondensatoren wesentlich kleiner werden. Die Kondensatoren sollten im einzelnen A nwendungsfa l l so gewählt werden, daß die rote Kontro l lampe i m Leerlauf gerade verlischt . =

Bild 24

Ladekon­ trolle mit bipolarer Darlington­ Schaltung

6.

Der Typ von Th I wird durch den Dauergrenzstrom bei - 30° und der von Th2 durch den Spitzendurchlaßstrom bestimmt. Th2 wird nur kurzz;itig mit dem Feldstrom belastet. Der Strom sinkt dann a uf den durch R5 begrenzten Strom, der größer als der Haltestrom sein muß. Dementsprechend ist auch die Kühl leistung geringer. Die Durchlaßspannung wird meist mit < 2 V ange­ geben. Dadurch erhöht sich die EinschaltdrehzahL Bei entladener Batterie muß zwischen x und x ein KurzschluU erzeugt werden. Der Strom durch die Diode D3 wird durch R6 begrenzt.

5.

_

Ladekontrolle

Die Bezeichnung Lodekontrolle der bekannten Schaltungen von Lichtmaschinenanlagen ist irreführend. Die ' Lampe verlischt, wenn z. B. beim Trabant der Rückstromschalter geschlossen ist, der die Kontrollampe kurzschließt. Das geschieht mich Einstell­ vorschrift im Bereich von 5,6 bis 6,8 V. Ob dabei ein Ladestrom überhaupt zustande kommt und ob er ausreichend ist, läßt sich daraus nicht ableiten. Fällt der Regler aus und der Feldstrom wird nicht abgeschaltet, so steigt der Strom rasch an. Die Kontrollampe beginnt u . U . zu glimmen. Da das über den Rückstromschalter geschieht, Hießen dann bereits so hohe Ströme, daß Regler und Lichtmaschine zer­ stört werden. Ein besseres Verfahren besteht deshalb darin, die SchaltHanken des Regelvorgangs auszunutzen. Bild 24 zeigt das Prinzip. Der Transistor wird über R l durchgesteuert. Solange sich die Span­ nung über die Feldspule laufend ändert, wird über den Frequenz­ detektor ein: negative Spannung erzeugt, die den Transistor sperrt. Damit ändert sich der I nformationsgehalt der Ladekon­ trollampe, und sie gestattet eine entsprechende Signalisierung. Die Kontrollampe leuchtet, wenn . - die Lichtmaschine keine Spannung abgibt (Rotor steht) ; - die Batterie voll geladen ist, kein Ladestrom mehr ließt und die Batterie sehr gering belastet wird . Es kommt vor, daß bei Fernfahrten die Kontrollampe lackert. Sobald jedoch die Batterie durch Einschalten der Beleuchtung belastet wird, ver· lischt die Kontrollampe wieder. Sie liefert demzufolge eine Aussage über den Ladezustand ; - der Feldstrom nicht abgeschaltet wird, weil der Regler defekt ist. Änderungen der Belastung wirken sich nicht aus.

Din1ensionierungshinweise

Das Produkt R l Cl bestimmt, bei welcher Impulsfolgefrequenz Tl gesperrt wird. Um mit mögli"chst kleinen Kondensatoren aus­ zukommen. muß Rl sehr hochohmig sein, d. h . , T l muß eine hohe Stromverstärkung haben. G ünstiger ist der E insatz eines Feldeffekttransistors vom n-Kanal-Verarmungstyp.

Schutzschaltungen

Bild 26 zeigt eine Schutzschaltung, die bei Spannungsspitzen anspricht. Gefährliche Spannungsspitzen entstehen, wenn die Batteriezuleitung bei laufender Lichtmaschine plötzlich unter­ brochen wird. Solange die Batterie angeschlossen ist, wirkt die Batterie dämpfend auf Abschaltspitzen. Eine Gefährdung ergibt sich auch für die G leichrichterdioden der Drehstromlicht­ maschine und eventuell für angeschlossene Verbraucher mit Halbleiterbauelementen. Die Ansprechspannung sollte, bezogen auf die Lichtmaschine, sicher unterhalb der Sperrspannung der verwendeten Dioden liegen (z. B. SY 1 70 : URwM 1 00 V). Sind andere Geräte mit Halbleiterbauelementen angeschlossen, so muß die Ansprechspannung entsprechend niedriger liegen. Sie sollte in der Regel I ,5 UNonn betragen und nicht über 25 V liegen. Der kurzzeitig Hießende Spitzenstrom, für den -der Thyrtor ausgelegt werden muß, ergibt sich zu

.•

=

/Spitz.

Ansprechspannung

= _: ____ _

R ; L + Rh

+ RcE

( R1 L - R, der Lichtmaschine ; Rh - Durchlaßwiderstand des Th).

Die Kühlleistung kann vernachlässigt werden, da bei Auftreten der Überspannung die Spannung in Bruchteilen von Sekunden auf die Flußspannung des Thyristors begrenzt wird, so daß die Generatorspannung zusammenbricht. U m den Thyristor zu löschen, muß entweder der Thyristor kurzzeitig kurzgeschlossen oder der M otor aus- und eingeschaltet werden. Da ein Bruch der Batterieleitung äußerst selten ist, kann eine gefährliche Überspannung eigentlich nur bei A reiten an der Lichtanlage entstehen bzw. beim Betrieb ohne Batterie. Bild 25

, . � .. Q ( h '" rt1 fl 1 �0�

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Bild 26

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Schutzschaltung 0

R

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SCHA LTU N G S SA M M L U N G Kapitel 8

...

Kfz-Elektronik

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Die Prüfung des Reglers wird zuerst mit einem Netzteil durch­ geführt. Statt der Feldwicklung schaltet man einen Widerstand ein, der den Strom auf einen Wert begrenzt, den das verwendete Netzteil noch sicher abgeben kann, z. B. I A . Man sucht durch Ändern der Speisespannung den Schaltpunkt, indem die Spannung über dem E rsatzwiderstand gemessen wird. Dieser Schaltpunkt wird durch Abgleich des Meßglieds auf die Soll-Spannung gebracht. Sind die Schaltlanken nicht steil genug, so muß der Rückkopp­ lungswiderstand verkleinert werden. Danach werden Ströme und Spannungen an Basis, Emitter und Kollektor der Transistoren gemessen und mit den berechneten Werten verglichen. Über ein C wird dem Meßglied eine Wechselspannung (z. B . I 00 mV) aufgeprägt. Bei Soll-Spannung müssen sich symmetrische laus> ergeben. Ohne Oszillograf mißt man wech­ Impulse Uetn selseitig die Spannung von Emitter Tl nach + und nach - . Beide Anzeigen müssen gleich sein . Danach kann der Regler eingebaut werden. Im Betriebszustand wird die Regelspannung über den gesamten Drehzahlbereich kontrolliert und erforderlichenfalls korrigiert. Bei vollgeladener Batterie soll der Restladestrom /R 1 etwa 0,02 K 20 betragen . Bei einer Batterie mit einer Kapazität von 84 Ah sind das =

/R t

=

84 <) · 0,02 A

=

84 mA.

Der Regler wird dann genügend lange auf eine niedrige Tempe­ ratur gebracht ; danach mißt man am Netzgerät den Schaltpunkt. Diese Verfahren wiederholt man bei einer höheren Temperatur als der Raumtemperatur und erechnet den TKE. Liegt er nicht im gewünschten Bereich, so sind die entsprechen­ den Parameter zu ändern, z. B. Z-Spannung, Z-Strom, U80 durch Wahl eines anderen Eingangstransistors. Durch Reihenschaltung von Leuchtdioden mit dem Meßglied läßt sich der TKE nach positiven Werten verschieen (Korrektur des Spannungsteilers erforderlich). Sind diese Prüfungen erfolgreich verlaufen, kann der Regler ein­ gebaut werden. Die Spannung wird im Betriebszustand noch­ mals über den gesamten Drehzahlereich kontrolliert. Der Rest­ ladestrom sollte im Winter bei größter Kälte und im Sommer bei größter Wärme wiederum gemessen werden. /R t ·nax sollte bei extremen Temperaturen 2 bis 3 Iu nicht übersteigen. Ist das der Fall, muß man den TKE korrigieren oder die Spannung ernied­ rigen. Uo+

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R:�� Bild 27

Bild 2S

Dritte Lieferung

(Blatt 5)

Hinweise zur Inbetriebnahme des Reglers

7.

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Allgemeine Elektronik

l--�,

Digitaler Spannungsregler

nn

Drehzahlregler (Ud -- drehzahlabhängige Spannung des Motors)

·

1 982

Blatt

8-5

8.

Weitere Anwendungsmöglichkeiten der Reglerbausteine

8. 1 .

Spannungsregler

Verbindet man das Meßglied mit dem Ausgang des Stellglieds und erhöht erforderlichenfalls das C am Meßglied, so erhält man einen digital arbeitenden Spannungsregler entsprechend Bild 27 . M i t dieser Methode können auch die Regler nach Abschnitt 3. vorabgeglichen werden, indem man am Netzgerät eine höhere Spannung als die Soll-Spannung einstellt. Für den Einsatz als Spannungsregler muß der TKE auf 0 korri­ giert werden.

8.2.

Drehzahlregler

Ersetzt man den Lastwiderstand der Schalt•mg nach Bild 27 durch einen Motor, so erhält man einen einfachen Drehzahlregler entsprechend Bild 28. Das Verhalten des Reglers ändert sich, wenn man C parallel zum Motor schaltet, da dann der M ittel­ wert der Spannung anders gebildet wird. C muß dann wesentlich größer sein, als wenn es am Eingang des Reglers liegt.

8.3.

Analoger elektronischer Regler für die Lichtmaschine

Prinzipiell kann die Lichtmaschine auch analog geregelt werden. Während analoge Reglungen in der Elektronik schon seit langem angewendet werden, dringen die digitalen Regler erst langsam in die Elektronik ein. Beim mechanischen Regler für die Licht­ maschine war aber nur eine digitale Reglung möglich, so daß Probleme beim Ü bergang zum elektronischen Regler nicht auf­ traten. Eine analoge Reglung ergibt sich, wenn in den beschriebe­ nen Schaltbeispielen die Verstärkung zu gering ist oder wenn das Schaltverhalten durch Gegenkopplung aufgehoben wird. Für diesen Fall muß die Kühlleistung des Stellglieds auf

E2

(Anpassungsfall) erhöht werden. Bei einem Reg2 RF Jo ler Sür die Trabant-Lichtmaschine beträgt die Kühlleistung etwa 1 ,5 V. 24 W gegenüber 10 W bei digitaler Reglung und Ucbat

P.

=

..

=

8.4.

Ladegerät

Ein Reglerbaustein läßt sich vorteilhaft zum stationären Laden von K fz-Akkumulatoren einsetzen. Ersetzt man in der Schaltung nach Bild 27 den Lastwiderstand RL durch die zu ladende Batterie, so erhält man ein Ladegerät mit einer Dreistufenladung nach Bild 2. Die Strombegrenzung wird analog der Schaltung nach Bild 19 durchgeführt,· wobei der Strom auf den maximal zulässigen Strom des Netzteils begrenzt werden muß. Bei E rreichen der Ladeendspannung wird der Strom bei richtig eingestellter Spannung automatisch auf den dauernd zulässigen Restladestrom begrenzt, so daß unabhängig von der vor der Ladung vorhandenen Restkapazität keine Überladung möglich ist.

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Dritte ' L ieferung

SCH A LTU N G S SA M M LU N G

Kapitel 8

-

Allgemeine Elektronik

Drehzahlmesser für Kratfahrzeuge

l.

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1 982

( Blatt 1 )

Blatt

8-6

Einleitung

Im folgenden werden einige erprobte Schaltungen für Drehzahl­ messer vorgestel lt. Die allen Varianten gemeinsame D rehzahl­ wandlerschaltung ist in diskreter Technik und etwas kompli­ zierter aufgebaut als andere Ausführungen. Sie zeichnet sich aber durch hervorragendes Linearitätsverhalten und durch gleich­ bleibende Meßgenauigkeit auch bei abgenutzten Unterbrecher­ kontakten oder bei schlechtem Zustand der Kerzen aus. Spezielle integrierte Schaltkreise für die D rehzahlwandlerschal­ tung (z. B. SAK 1 1 5 von 1TT) stehen dem Amateur z. Z. nicht zur Verfügung. Der A 301 bietet gegenüber der diskreten Tech­ nik keine entscheidenden Vorteile. Auf eine Erprobun' dieser Variante wurde daher verzichtet. Interessenten inden dafür einen entsprechenden Schaltungsvorschlag im Katalog Analoge integrierte Schaltkreise - industrielle Elektronik vom VEB Halb­ leiterwerk Frankfurt. Alle Varianten dieses Beitrags sind für eine Speisespannung von 1 2 V vorgesehen. Bild 2

2.

Drehzahlmesser mit Zeigerinstrument

Diese Schaltung (Bild I ) wurde für ein Meßwerk von etwa I mA Vollausschlag konzipiert. Bei anderen Instrumententypen kön­ nen die Widerstände R l 2 und R l 3 entsprechend geändert werden, oder das Instrument ist durch einen Zusatzwiderstand z .. shun­ tern. Angesteuert wird die Schaltung wie üblich und wie auch in den folgenden Beispielen von den Impulsen, die auf der Primär­ seite der Zündspule entstehen und einige hundert Volt betragen können. Die Schaltung ist für Zwei- und Viertakter gleichermaßen brauchbar. Bei Zweitaktern ist die in Bild I angedeutete Brücke von C3 nach C4 einzulöten. Bei (Vierzylinder-)Viertaktern ent­ fällt diese Brücke. Bei Viertaktern ist mit R6 eine Impulslänge des M ultivibrators aus T l und T2 von etwa 2,5 ms einzustellen. Bei Zweitaktern be­ trägt dieser Wert 5 ms. M i t Widerstand R l 2 läßt sich das Instru­ ment kalibrieren. Die in Bild 1 gestrichelt dargestellten Schal­ tungseinzelheiten (außer de r Brücke von C3 nach C4) sind nur für die Leuchtbandanzeige erforderlich, wie sie im folgenden Ab­ schnitt beschrieben wird. Bild 2 und Bild 3 zeigen Leiterbild und Bestückungsplan dieses Drehzahlmessers.

3.

Leiterbild zu Bild I

Ausgänge

Bild 3

Bestückungsplan zu Bild I und Bild 2

D rehzahlwandlerschaltung ansteuern, wenn die dort gestrichelt dargestellten Einzelheiten berücksichtigt werden. R l 3 der Wand­ erschaltung kann dann entfallen ; R 12 ist auf G rößtwert zu stellen oder durch einen entsprechenden Festwiderstand zu er­ setzen. Da in dieser Variante die Rechteckspannung des M ulti­ vibrators aus Tl und T2 nic ht durch die Trägheit des lnstru-

Leuchtbandanzeige mit ,diskreter Ansteuerung

Bei dieser Variante (Bild 4) werden insgesamt 1 2 Lumineszenz­ dioden angesteuert, von denen entsprechend der Eingangsspan­ nung eine Kette unterschiedlicher Länge leuchtet. Diese Schal­ tung läßt sich durch die im vorigen Abschnitt beschriebene

•

Bild I D rehzahlmesser mit Zeigerinstrument

C6 ./10 Leuch iband ­ - - anzeige entsprechend Abschnitt 3

lmA

• T I . . . T 21 : SS 216 0 1 . . . 0 12 : VQA I3

Bild 4 Bild 5 Bild 6 Bild 7

D rehzahlmesser mit Leuchtbandanzeige (Ansteuerung diskret) Leiterbild zu Bild 4 Bestückungsplan zu Bild 4 Drehzahlmesser mit Leuchtbandanzeige (Ansteuerung integriert)

ments i ntegriert wird, muß die Ausgangsspannung durch C7 geglättet werden, um ein Flackern der Dioden im unteren Dreh­ zahlbereich zu verhindern. Zu beachten ist auch noch, daß die erste Diode erst bei einer Ofsetspannung von etwa I V anspricht. Deshalb ist bei dieser Schaltungsvariante nach Bild I der VIiderstand R l 5 (etwa 4,7 k1) einzufügen. Den endgültigen Wert legt man beim Kali­ brieren des Geräts für die untere angezeigte Drehzahlgrenze fest. Mit den Einstellern R2, R l 6 und R30 entsprechend Bild 3 ist einerseits der Endwert der Anzeige zu justieren, andererseits muß mit ihnen der gleichmäßige Übergang der Anzeigewerte von einer Leuchtdiodengruppe zur anderen abgeglichen werden. Die Reihenfolge, in der die Lumineszenzdioden vom unteren Meß­ wert an aufleuchten, ist D 1 2, D I I , D I 0, D9, D8 . . . Mit 1 2 Dioden läßt sich ein Meßbereich von 0 bis 600 Um­ drehungen je Minute mit einer Auflösung von 50 U/min reali­ sieren. Bild 5 und Bild 6 zeigen Leiterbild und Bestückungsplan zu Bild 4.

•

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szx

18/21

•

+ 72V

-

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� -� 01. . .

024 : VQA 75 o.ä.

SCHALT U N G S S A M M LU NG Kapitel 8

-

Dritte Lieferung · 1 982

Allgemeine Elektronik

Drehzahlmesser für Kratfahrzeuge

(Blatt 2)

Blatt

8-7

Leuchtbandanzeige mit integrierter Ansteuerung

4.

Diese Variante (Bild 7) d ürfte die Optimallösung darstellen ; denn der Schaltkreis A 2 77 wurde in der D D R entwickelt. Bei der Verwendung von 2 Schaltkreisen lassen sich 24 Leucht­ dioden ansteuern, wobei sich im Bereich von 0 bis 6 000 U/min eine Auflösung von 250 U/min ergibt . Da die Anzeige eine gute Linearität aufweist, bringt diese Auflösung eine höhere Ge­ nauigkeit als die meisten Zeigerinstrumente i n Drehzahlmessern. Die Leiterplattenvorschläge · in Bild 8 bis Bild 10 sehen eine lineare Skale unter Verwendung der aneinanderreibbaren Lumi­ neszenzdioden VQA 15 vor. Unter ·Abänderung der Leiterplat­ tenkonzeption lassen sich bei gleichbleibenden sonstigen Schal­ tungseinzelheilen auch Dioden vom Typ VQA I 3 od. ä. ein­ setzen, jedoch ist dann wegen der erheblich größeren Abmes­ sungen· dieser Bauelemente die Anordnung in Form einer Kreis­ skale sinnvoller. Es liegt nahe, die unterschiedlichen Bereiche der Anzeige durch verschiedenfarbige Leuchtdioden kenntlich machen zu wollen. Das bringt jedoch die Gefahr von Unstetigkeilen im Skalenver­ lauf, da die unterschiedlichen Diodentypen jeweils andere Fluß­ spannungen aufweisen.

Bild I 0

•

Bild 8

Leiterbild zu Bild 7 (Leiterseite)

0

Bild 9

Leiterbild zu Bild 7 (Bestückungsseite)

Bestückungsplan zu Bild 7 bis Bild 9

Die leicht trapezförmige und durch Ausnutzen der doppelseiti­ gen Kupferplattierung besonders klein gehaltene Leiterplatte erlaubt eine ansprechende Gestaltung des Gehäuses. Es ist zweckmäßig, das Gehäuse so lach wie möglich auszuführen ( 1 5 bis 20 mm) und etwa I 0 bis 20 mm über die Frontplatte mit den durchgesteckten Leuchtdioden nach vorn hervorragen zu lassen, um auch an hellen Sonnentagen das Anzeigetableau aus­ reichend vor Fremdlicht zu schützen. Andernfalls kann unter ungünstigen Lichtverhältnissen (tiefstehende Sonne von schräg hinten) die Ablesung des Drehzahlwerts sehr erschwert werden. Die Herstellung eines entsprechenden lachen und konischen Gehäuses ist nicht allzu schwer, wenn in der gewünschten Größe zunächst ein Modell angefertigt wird (z. B. aus Holz) . Um dieses Modell lassen sich dann entsprechende Teile, die aus 2 mm dickem PVC mit Aufmaß zugeschnitten sein sollten, unter Erwärmung herumbiegen. Nach anschließendem maßhaltigem Zuschneiden verbindet man die Teile durch Kleben (PCD I 3 od. ä.). Die Leiterplatte mit aufmontierter Frontplatte wird von vorn eingesteckt. Die Frontplatte rastet ein oder wird verschraubt. Die Skale sieht am saub(rsten aus, wenn man sie vergrößert zeichnet und fotograiert. Die auf die entsprechenden Abmes­ sungen gebrachte Vergrößerung oder Kopie bildet dann die Skale.

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B latt

S C H A LT U N G S SA M M L U NG · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik

Elektronische Diapro.iektorsteuerung

1.

Einleitung

M üssen umfangreichere Diaserien wiederholt vorgeführt werden, nimmt man den begleitenden Text, gegebenenfalls auch mit M u­ sik gemischt, zweckmäßigerweise auf Magnetband auf. Steht ein Diaprojektor mit fernbedienbarer Diawechselautomatik zur Ver­ fügung, bietet sich neben der Tonwiedergabe auch die gleich­ zeitige Steuerung des Diawechsels durch das Magnetbandgerät an. Mehrere Realisierungsmöglichkeiten (z. B. K ontaktmarken auf dem Magnetband, Ausnutzen von Tonpausen, Steuerimpulse in anderer Magnetisierungsrichtung) unterscheiden sich in Uni­ versalität und Aufwand. Im folgenden werden zwei andere Ver­ fahren behandelt, nämlich Steuerimpulse außerhalb des Hör­ bereichs auf der Begleittonspur und Steuerimpulse auf separater Magnetbandspur. Die entwickelten und aufgebauten · Schaltungen sind in ihren speziellen Einzelheiten auf das CSSR-4-Spur- Magnetbandgerät 84 (TESLA) und auf den fernbedienbaren Diaprojektor Aspecto­ mat J24 (Pentacon, Dresden) ausgelegt, lassen sich aber in i hrer Grundkonzeption auch für andere Gerätekombinationen sinn­ gemäß anwenden.

Impulsausgang bei Wiedergabe

Bild I

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Prinzip der kombinierten Oszillator- und Verstärker­ stufe

� 18kHz

l- /

Ta geöffnet

>a geschl s

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v

I

I

2.

Steuerfrequenz außerhalb des Hörbereichs auf der Begleit­ tonspur

Bei dieser Variante wird davon ausgegangen, daß sich bei 4Spur-Magnetbandgeräten 2 Spuren nacheinander aufnehmen lassen ( Playbacktechnik), die dann als Summe gleichzeitig wieder­ · gegeben werden können. Wird auf diese Weise der aus Text und M usik bestehende Begleitton nacheinander auf 2 getrennten Spuren aufgenommen, ergibt sich zwangsläuig, daß die Tonfre­ quenzimpulse zur Steuerung des Diaprojektors auf eine der bei­ den Tonspuren gelegt werden und daher außerhalb des Hörbe­ reichs sein müssen. Diese Tatsache wiederum verlangt wegen der dann erforderlichen Trennung von Schalt- und Begleittonsignal ein selektives Verfahren. Die Wechselspannung für die I mpulse wurde an die obere Fre­ quenzgrenze gelegt, weil bei der unteren Grenzfrequenz wegen der verwendeten LC-Kreise Selektionsprobleme auftreten und weil Schwierigkeiten mit Brummeinstreuungen entstehen können. Da die verwendete Frequenz außerhalb der oberen Hörbar­ keitsgrenze und innerhalb der Aufnahmefähigkeit des Magnet­ bandgeräts liegen muß, kommt nur das Frequenzgebiet zwischen etwa 1 6 und 1 9 kHz in Frage, was gleichzeitig Bandgeschwindig­ keiten unter 9,5 cm/s für dieses Verfahren ausschließt. 2. 1 .

8-8

( Blatt l )

Schaltungsaufbau

Das Diaschaltgerät enthält einen Oszillator zur Erzeugung ' der Steuerfrequenz und einen auf diese Frequenz abgestimmten selektiven Verstärker zur Wiedergabe. An diesen schließt sich die Schaltstufe an, die im Projektor den Diawechsel auslöst. Die Transistorbestückung ist dem Magnetbandgerät angepaßt (Ge-pnp-Transistor 105 NU 70 aus der CSS R). Für die Oszi llatorstufe wurde die Meißner-Schaltung ange­ wendet, weil sie sich durch eine einfache Schaltungsmaßnahme in eine selektive Verstärkerstufe verwandeln läßt ( Bild I ). Um­ geschaltet wird mit einem Tastenschalter. Die lnduktivitäten werden mit Schalenkernen realisiert. Der Parallelkreis L I C2 am Kollektor von Tl ist auf die Steuer­ frequenz abgestimmt. ln der gestrichelten Schalterstellung der Kontakte s I s2 (Stell ung Oszillator) arbeitet diese Stufe als Gene­ rator. Die I mpulse werden mit der Taste T durch Einschalten der Betriebsspannung von Hand getastet und über R2 und C5 dem Magnetbandgeräteeingang zugeführt. Den sich ergebenden, auf das Magnetband zu speichernden Steuerimpuls zeigt in prin­ zipieller Form Bild 2 . Bei der Betriebsart selektirer Verstärker l iegen d i e Kontakte

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Bild 2

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Schwmgungsemsatz

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abbruch

·

Prinzipielle Form des Steuerimpulses für den Diawechsel

s I s2 in der ausgezogenen Stellung, und die Taste T ist durch sJ überbrückt. Die dem M agnetbandgerät bei der Wiedergabe ent­ nehmbaren Impulse (sie entsprechen wieder Bild 2) gelangen über C4 auf den Transistor T l , werden verstärkt und - von L2 ausgekoppelt - über C6 (s. Bild 3) der zweiten selektiven Ver­ stärkerstufe (T2) zugeführt. Der hier am Kollektor liegende Schwingkreis L3C7 ist auf die Steuerfrequenz abgesümmt. Sie wird mit L4 ausg�koppelt und von der Diode D l gleichgerichtet. Die dann über C9 entstehende positive Richtspannung schaltet T3 durch ; das Relais R zieht an und schaltet mit seinen Kon­ takten rl r2 über eine zusätzlich am Projektor angebrachte, par­ allel zum Handkontakt liegende Buchse direkt den DiawechseL Sollte einmal kein automatischer Projektor zur Verfügung stehen, zeigt die über den Relaiskontakt r3 geschaltete Lampe L den Zeitpunkt für den dann von Hand auszulösenden Diawech­ sel an. Der Widerstand R7 heizt den Glühfaden der Lampe vor, da ·der Einschaltstromstoß bei ohne Vorheizung zugeschalteter Lampe Anlaß zu Knackstörungen im Tonkanal gibt. Zur Aufnahme der I mpulse wird der Impulsausgang des Dia­ schaltgeräts mit dem Rundfunkeingang des Magnetbandgeräts verbunden. Gleichzeitig liegt am Mikrofoneingang .des Magnet­ bandgeräts ein Mikrofon, wobei während des Sprechens des Textes an den festgelegten Stellen (vorteilhafterweise mit einer Art »Drehbuch«) von Hand über die Taste T die Impulse ge­ · geben werden. Danach wird i n einem zweiten Banddurchlauf neben der nun schon vorhandenen Text- und Steuerimpulsspur im Playback auf die zweite Spur die begleitende Musik aufgenommen. , Bei der Wiedergabe eines fertigen Magnetbands verbindet man den Rundfunkausgang des M agnetbandgeräts mit dem Impuls­ eingang des auf Verstärkerbetrieb geschalteten Diaschaltgeräts. Die erforderliche Betriebsspannung wird dem Magnetband­ gerät entnommen ; sie wurde an einen freien Kontakt der gleichen Diodenbuchse des M agnetbandgeräts gelegt. Entsprechend der

B i ld 3 Stromlaufplan des Gesamtgeräts

: "�p a2 ·

LI

450 Wdg . 22mH L2 = 0 Wdg L3 = 4 30 Wdg - 20 mH L4 = 200 Wdg Tl . . . T3 : 105 NU 70 chalterstellung : Oszillator =

Konzeption des Magnetbandgeräts 84 sind beide Spurwahl­ tasten gedrückt und beide Potentiometer voll aufgedreht, so daß über eine Spur die Musikbegleitung und über die zweite Spur Sprache und Steuerimpulse gleichzeitig wiedergegeben werden. I nnerhalb des Diaschaltgeräts liegt parallel zum I m pulseingang eine weitere Buchse (NF-Ausgang). Sie ist nötig, falls der Begleit­ ton, nicht über das Magnetbandgerät selbst, sondern über einen exte rnen Verstärker mit Lautsprecher wiedergegeben werden soll. Die im Gesamtstromlaufplan ( Bild 3) dargestellten Schwing­ kreisdaten ergeben eine Schwingfrequenz vo�etwa 1 8 k Hz. Um sichere I mpulsaufnahme und -Wiedergabe zu erwirken, ist bei dieser hohen Frequenz unbedingt auf einwandfreien Band-Kopf­ Kontakt und auf einen sauberen Kopfspiegel zu achten.

3.

Steuerfrequenz auf separater Spur des Magnetbands

Besteht die Möglichkeit, den aus Text und M usik zusammenge­ setzten Begleitton in einem Arbeitsgang gleichzeitig auf eine Spur aufzunehmen (was eine studiomäßige Einrichtung und dann mindestens einen zusätzlichen M i tarbeiter voraussetzt) oder mit einem zweiten M agnetbandgerät von 2 Spuren auf eine Spur herunterzumischen, können die Diawechselimpulse nachträglich auf die dann freie zweite Bandspur aufgenommen werden. I n diesem Fall i s t e i n selektives Verfahren nicht erforderlich, und die Steuerimpulsfrequenz braucht auch nicht mehr außerhalb des Hörbereichs zu liegen. Entsprechend dem Konzept des Magnetbandgeräts 84 wird die Begleittonspur über den Rundfunkausgang wiedergegeben (zu­ gehörige Spurwahltaste ist gedrückt). Das Signal der Diasteuer­ impulse der zweiten Spur (nicht gedrückte Spurwahltaste) liegt

1

4 '

J

0

2

13 U

Diodenstecker

als unverstärkte Kopfspannung (etwa I 00 bis 300 !J.V) an der Zusatzverstärker-Anschlußbuchse des 84 und muß von hier an durch das Diaschaltgerät weiterverarbeitet werden.

3. 1 .

Schaltung mit diskreten Bauelementen

Bild 4 zeigt eine realisierte Variante des Diaschaltgeräts für diese Bedingungen. Die vom Magnetband wiedergegebenen I mpulse gelangen über C I auf einen 2stuigen aperiodischen Transistor­ verstärker (TI T2), der keine Besonderheiten aufweist. Wegen der erforderliche1 hohen Verstärkung waren jedoch Maßnahmen gegen Rundfunksendereinstreuungen ( H F-Kurzschluß durch C2, C3, C5 und C8) sowie gegen tieffrequente Selbsterregung nötig (RC-Glied R5 C6). Nach der erforderlichen l mpedanz­ wandlerstufe T3 werden die Wechselspannungsimpulse über die Spannungsverdopplerschaltung C J O, D l , D2 und C 1 2 gleich­ gerichtet. Diese Spannung steuert· die das Relais auslösende Schaltstufe T4. Zur Diawechselsignalisierung leuchtet gleich­ zeitig die Lumineszenzdiode D4 auf, um, wie schon erwähnt, auch bei nichtautomatisierbarem Vortrag den Diawechsel von Hand aus vornehmen zu können. Zur Aufnahme werden die Impulse wieder per Hand mit der Taste T getastet, wodurch der Oszillator T5 anschwingt (etwa 2,3 kHz bei den angegebenen Schwingkreisdaten). Über C 1 7, R l 7 und R 1 8 werden die Impulse dem Rundfunkeingang des Magnetbandgeräts pegelgerecht (etwa 20 mV) zugeführt. Bei der I mpulsgabe mit T löst gleichzeitig über R22 die Schalt­ stufe T4 aus. Das ermöglicht den Diatransport des angeschlosse­ nen Proje k tors, so daß das Setzen der Diawechselimpulse bei laufendem Begleitton (der schon vorher produziert wurde) gut zu kontrollieren und zu beurteilen ist. Bild 4 Gerätevariante mit diskreten Bau­ elementen

ill-f{ CI

I.l

Impulse eingang

Ta T I . . T3 T4 , TS 0 7 , 02 03 A LI L2 2

=

•

SC 207 SF 726 GA 704 SA Y 15 elais GBR 111

48 mH 0,85 mH

� ' U3 4

M�hl"fl zum rojektor

}

Schalenkern

Anschtun zum Magnetbandgerät (Dioden stecker)

SCHALT U N G S SA M M L U N G Kapitel 8

-

Dritte Lieferung · 1 982

Allgemeine Elektronik

Elektronische Diaprojektorsteuerung --

�--

-

-

-

------

8-9

--.- F--0 +Ub Gerätevariante mit

-

-

( Blatt 2)

Blatt

IBQ

-

4

Bild 5

integrierten Schalt­ k reisen

•

4,7n

2 4� Anschtun zum

''(=:3 Magnetbandgerät

•

( Diodenstecker)

IS T : A 202 is2 o 100 SF126 Tl 01 szx 21/5,6 02 .. 04 : SA Y 15 05 : VGA 12

A ; Relais GBR 111

•

•

•

Cl,

3

02J

3.2.

Schaltung mit integrierten Schaltkreisen

Die in A bschnitt 3 . dargelegten prinzipiellen Probleme zum Verfahren gelten auch für das mit Schaltkreisen aufgebaute Gerät nach Bild 5. D i e v o m Magnetbandgerät abgegebenen Schaltimpulse haben eine sehr kleine Amplitude und werden daher mit dem Analog­ schaltkreis A 202 verstärkt (IS I in Bild 5). Ü ber C l gelangen die I mpulse i n den Block Vorverstärker VV des Schaltkreises IS I . Die Verstärkungsreserve ist sehr groß, so daß die Spannung über R3 R4 geteilt werden muß, um den Block Aufnahmeverstärker A V nicht zu übersteuern. Die Außenbeschal tung des A V ist Kritisch, weshalb man von den angegebenen Werten nicht abweichen sollte. Der Kondensator C2 ist unmittelbar am Anschluß I des I S I anzulöten und unterdrückt parasitäre Rundfunksenderein­ streuungen. Der Block automatische Aussteuerungsregelung A A in I S I bleibt. unbenutzt. A m Anschluß 9 des A 202 wird das hoch­ verstärkte I mpulssignal a usgekoppelt und entsprechend A b · schnitt 3 . 1 . i n der Schaltstufe T 1 weiterverarbeitet. Die I mpulserzeugung für die Aufnahme läßt sich (vergleichs­ weise zu den bisher beschriebenen Schaltungen) elegant mit dem Digitalschaltkreis D 100 ( I S2 in Bild 5) realisieren. Dazu sind die Gatter G I und G2 als astabiler M ultivibrator mit eine r Schwingfrequenz von etwa 2,3 kHz geschaltet (bestimmt durch die Zeitkonstanten R l 5, C I 2 und R 1 6, C l 3). Eine deinierte I mpulserzeugung stellen die als monostabiler M u ltivibrator ge­ schalteten Gatter G3 G4 des D 1 00 sicher. Ausgelöst wird.dieses Monolop durch Betätigung der Taste T, wodurch über R l 4 und über das RC-Giied � 1 7 C I 6 am Anschluß 4 des Gatters G3 eine abfallende (negative), prellfreie Triggerlanke entsteht. Unab­ hängig von der Dauer des manuellen Tastendrucks gibt das Monolop einen durch C I S und R l 8 bestimmten, etwa 400 m s dauernden Impuls mit H-Potential a m Anschluß 6 des D 1 0 0 ab. Mit diesem H-Impuls wird die Tatsache genutzt, daß der aus G I , G 2 gebildete M ultivibrator bei H-Potential a m Anschluß 1 2 schwingt, bei L-Pegel dagegen nicht. Demzufolge steht a m Aus­ gangsanschluß 1 1 nach Tastendruck immer ein 40 ms langer

2,3-kHz-Tmpuls zur Verfügung, der, über C l 4, R 1 9, R20 und R2 1 ausgekoppelt, dem Magnetbandgerät als aufzunehmender Diawechselimpuls zugeführt wird. Außerdem gelangt dieser I m­ puls über C 1 7 mit entsprechendem Pegel an Anschluß 7 des A 202 in dessen A V-Block, so daß beim Aufnehmen der Dia­ wechselimpulsspur zur Kontrolle gleichzeitig der angeschlossene Diaprojektor mitlaufen kann (Schaltstufe T l wird ausgelöst). Da die Betriebsspannung für den D 100 in der G rößenordnung von 5 V liegen muß, wird dieser Wert aus der M agnetbandgeräte­ Betriebsspannung von 1 5 V über die Z-Diode D 1 erzeugt. Wegen der impulsförmigen Stromaufnahme des D 100 ist die Gewin­ nung einer stabilen Spannung von 5 V über einen Spannungs­ teiler oder einen Vorwiderstand nicht möglich.

•

•

•

•

•

SCHALTU N G S SA M M LU N G · Dritte Lieferung

1 982

Blatt

8-10

Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Lichtband-Temperatur-Fernanzeige

I.

•

•

Durch die Entwicklung der integrierten Schaltung A 2 7 7 zur Ansteuerung von L E D-Zeilen ergeben sich vielfältige Anwen­ dungsmöglichkeiten, G leichspannungsmeßgrößen als Leuchi­ punkt oder Leuchiband auf einer L ED-Skale darzustellen. ln Verbindung mit einem geeigneten Temperaturfühler, der Temperaturänderungtn in proportionale G leichspannungsände­ rungen umsetzt, können Temperaturwerte auch in größerer Ent­ fernung vom Meßort zur Anzeige gebracht werden. Verschiedenfarbige Lichtemitterdioden ermöglichen es, den Temperaturwert auch in dunklen Räumen bei größerem Ab­ stand ohne Schwierigkeiten abzulesen. Dieser Anwend ungsfall ist z. B. bei der Überprüfung von fototechnischen B ädertempera­ turen in Dunkelkammern gegeben. Regelstrecken zur Temperaturkonstanthaltung sowie Schutz­ und A larmschaltungen können direkt durch die entsprechende Diode über optische oder elektrische Signalgebung angesteuert werden. Die Genauigkeit der Anzeige ist von der Anzahl der verwendeten LED und der G röße des Temperaturbereichs abhängig. Hierbei muß man beachten, daß durch einen Schaltkreis maximal 1 2 LED angesteuert werden können und daß bei einer größeren Skale eine Zusammenschaltung von mehreren Schaltkreisen notwendig ist.

2.

••

•

U[V]

Einleitung

2,,

2,0

u = f (.)

/ lOk

TNK-A

1,6

I

=

1,2

o.

0 ---� 60 70 30 40 80 50 20 10 0

Bild I

Temperaturabhängigkeit eines Heißleiters

OS 0,. UF = f (> ) IF 100 lA

0,3

=

02 .1

0 ---� � 70 '50 10 0 0 0 40 0

Bild 2

- fc]

Temperaturabhängigkeit der Flußspannung einer Si­ Diode

=

•

Ue = I5V +

Temperaturanzeige mit 12 LED

B i ld 3 zeigt ein Thermometer für die Überprüfung von Sollwert­ Temperaturen. Da bei diesen Anwendungen eine konstante Tem­ peraturdiferenz für die Leuchteinsatzpunkte zwischen 2 LED von untergeordneter Bedeutung ist, wurde ein Heißleiter als Temperaturfühler eingesetzt. Mit den Widerständen R2 und R3 kann die Eichung der Skale für den gewählten Abschnitt des Temperaturbereichs von etwa 0 bis 1 0 oc vorgenommen wer­ den. Eine günstige optische Wirkung erzielt man , wenn die Skale in verschiedenfarbige Bereiche aufgeteilt wird.

4.

. fc]

{v]

Temperaturfühler

Bei der Auswahl des Temperaturfühlers müssen die gewünschte Genauigkeit bzw. Linearität der Anzeige und der erforderliche Spannungshub im Meßbereich berücksichtigt werden. Den geringsten schaltungstechnischen Aufwand erfordert ein Heißleiter, da dieser auch in einem geringen Temperaturbereich eine große Spannungsänderung hervorruft. Die stark nichtlineare Kennlinie läßt keine lineare Anzeige der Temperatur durch den Schaltkreis zu ( Bild I ). Er wird dort am meisten zur A nwendung kommen, wo keine kontinuierlichen Messungen vorgenommen werden und wo es nur um die Kontrolle von Sollwerten geht. Als linearer Temperaturfühler bietet sich eine Siliziumdiode an. Der negative Temperaturkoefi zient der Durchlaßspannung ist über einen großen Temperaturbereich konstant (Bild 2). Wegen des geringen Spannungsschubs kann der Schaltkreis nicht direkt durch eine Diode angesteuert werden. Es ist des­ halb erforderlich, entweder durch die Reihenschaltung von mehreren Dioden oder in Verbindung mit einem Linearverstärker den erforderlichen minimalen Spannungshub von Us t m ln 1 ,5 V zur Vollaussteuerung eines Schaltkreises über den gesamten Temperaturbereich zu erzielen.

3.

IOOiA

R4 4 70Q

R5 lOk

Lineare Temeraturanzeige mit 24 LED

B i ld 4 zeigt ein lineares Thermometer mit erhöhter Anzeige­ genauigkeit. Es ist für einen Temperaturbereich von 22,5 bis 80 oc ausgelegt. Das entspricht etwa dem Bereich der Wasser­ temperaturen bei Zentralheizungsanlagen. Der Temperatur-

// DI.

Bild 3

. .

D 12 : VQA 13

Temperaturanzeige mit 1 2 LED

•

fühler setzt sich aus einer Reihenschaltung von 1 0 Siliziumdioden zusammen. Über Tl und die als Z-Diode wirkende Diode D26 wird ein Kon­ stantstrom von etwa 1 00 LA eingespeist. Als maximaler Span­ nungshub für alle 10 Dioden ist im Aussteuerungsbereich etwa U5, = I ,4 V zu erwarten (s. Bild 2). Die Skale wird über den Referenzspannungsteiler Rl bis · R6 geeicht. Der Widerstand R4 kompensiert Ofsetspannungen im unteren und im oberen Aussteuerungsbereich der Schaltkreise (Bild 5). Ohne diese Kom­ pensation ist kein linearer Übergang zu den Anzeigebereichen der beiden Schaltkreise möglich. Die Schaltungen sind für eine stabilisierte Spannung von 1 5 V ausgelegt. Spannungsschwankungen führen zu Meßfehlern. ED-N. 12

I I I I

77

lineare Temperaturanzeige mit 24 LED

•

•

I I I

9

I

7

I

I I I I I I

5

3

Bild 5

Bild 4

Anzeigelinearität des A 277 D

•

•

SC HALTU N G S SA M MLUN G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Elektronik im Fotolabor

Einleitung

I.

•

•

•

•

( Blatt l )

Im folgenden werden einige Hilfsmittel vorgestellt, die dem Foto­ amateur die Arbeit erleichtern sollen. Das bezieht sich auf elek­ tronische Einrichtungen sowohl für die Aufnahme als auch für die Entwicklung und Reproduktion.

Belichtungszeitgeber mit TTL-Schaltkreisen

2.

Das Schaltungskonzept des Belichtungszeitgebers wurde auf sparsamen Bauelementeeinsatz hin entwickelt. Dennoch sind prinzipielle Vorteile, die der Einsatz von TTL-Schaltkreisen bietet, ofensichtlich. , Bild I zeigt den Stromlaufplan des Belichtungszeitgebers. Als Zeitbasis benutzt man 1 -s-lmpulse, die aus der Netzfrequenz ab­ geleitet werden. Der Wert für die Belichtungszeit wird mit den ! Ostuigen Drehschaltern S5 und S6 zusammengestellt. Es sind Belichtungszeiten von 0, 1 bis 9,9 s und von I bis 99 s wählbar. Der jeweilige Zeitbereich wird mit der Stellung von S4 festgelegt. Der Brückengleichrichterschaltung D6 bis D9 werden die posi­ tiven 1 00-Hz-Sinushalbwellen entnommen und über den Span­ nungsteiler R l der Impulsformerschaltung mit G I , G2, D l und R2 zugeführt. Das Gatter G3 hat Torfunktion und läßt die TTL­ gerecht geformten Impulse passieren, wenn die Belichtung mit der Starttaste SI ausgelöst wird. TI bildet zusammen mit SI R3 R4, R5 und C l einen M onoimpulsgeber, der nach Betätige� vo � S I nur einen negativ gerichteten Impuls an den Eingang des RS­ Fiip-Fiops abgibt. Mit dieser Schaltung wird sichergestellt, daß bei sehr kurzen Belichtungszeiten die möglicherweise noch ge­ schlossene Taste S I keinen erneuten Belichtungsvorgang auslöst. Der negative Startimpuls am Eingang von G4 veranlaßt das Flip-Flop, seine Pegel an den A usgängen von G4 und G5 zu wechseln. H-Potential am Ausgang von G4 öfnet das Tor für die 1 00-Hz-Rechteckimpulse, die am Ausgang des Zählerschalt­ kreises IS3 um 1 0 : 1 untersetzt zur Verfügung stehen. Der erste G3 passierende I mpuls k i ppt über den Eingang von G7 das zweite Flip-Flop, wodurch der Ausgang von G7 H - Potential an­ nimmt. Das bewirkt,_ daß T2 leitend wird und daß durch das

Blatt

8-1 1

Relais ein Strom ließt. M i t dem Relais wird die Lampe des Vergrößerungsgeräts oder die Beleuchtung eines Objekts ge­ schaltet. Je nach Stellung von S4 werden die am Zählerausgang von IS3 verfügbaren I 0-Hz-fmpulse (0, 1 -s-fmpulse) dem Zählereingang Tv direkt zugeführt oder über einen weiteren Zähler I S4 noch­ mals im Verhältnis 1 0 : I untersetzt, so daß in diesem Fall für die 1 00-Hz-Impulse eine Unterteilung von 1 00 : I vorgenommen wird. Das ergibt 1 -Hz- bzw. 1 -s-lmpulse. Die Zählerschaltkreise IS5 und I S6 sind in Vorwärtszählrichtung geschaltet. Sie beginnen vom Zählerstand 0 an die O, 1 -s- bzw. 1 -s-Zeiteinheiten zu zälllen . Die an den Zählerausgängen in bi­ när-kodierter Form ausgegebenen Zifern werden durch die nachgeschalteten 1 -aus- 1 0-Dekoder in dekadische Zifern um­ gesetzt. Erreicht der Zähler i S6 die mit S6 vorgewählte Ziffer, nimmt der entsprechende Dekaderausgang L-Potential an. Ober T4 wird dieses Signal invertiert. Das H-Potential des Kollektors wird an einem der Gattereingänge von G9 wirksam. Nachdem auch der Zähler I S5 das vorgewählte Zählziel erreicht hat, nimmt der zweite Gattereingang von G9 ebenfalls H-Pegel an. Der Aus­ gang dieses Gatters wechselt nunmehr seinen Ausgangspegel von H nach L. Dieses L-Potential schaltet über den Eingang von G 5 das erste Flip-Flop. Der Ausgang von G 5 nimmt H-Potential a n das an d i e Rückstelleingänge der Zähler I S 3 bis J S6 gelangt und die Zähler auf O zurückstellt. Der Ausgang von G4 nimmt wieder L-Potential an. Das Tor G3 sperrt, und über G6 wird das zweite Flip-Flop zurückgekippt. Am Ausgang von G7 entsteht L-Po­ tential, wodurch die Lampe abgeschaltet wird. Der Schaltvorgang, der mit dem Ende der Belichtungszeit über G9 gesteuert wird, läßt sich auch durch Betätigen der Stopptaste S herbeiführen. Das ist erwünscht, wenn der Belichtungsvorgang irrtümlich ausgelöst wurde oder wenn er vorzeitig abgebroche-n werden muß. Zur optischen Kontrolle des Zeitablaufs und der Startbereit­ schaft des Belichtungszeitgebers sind 4 Lichtemitterdioden ( LED) vorgesehen (D2 bis D5). Die Startbereitschaft des Belichtungs­ zeitgebers wird d urch die Nullstellung der Zähler I S5 und IS6 mit D3 und D4 ausgewiesen. Während des Zählvorgangs !euchBild I

Stromlaufpläne für Belichtungszeitgeber und Netzteil

R2 390Q

•

'� I S7

A

8

+SV

S6 06 . . . 0 10 : SY320/0,75 IS 1 (G 1 . . G3, G8) : 0 100 IS2 (G4 . G 7) : 0 100 /S3 . . . I S 6 : 0 192 !S 7, !SB : MH 7442

tet eine dieser LED vorübergehend a uf, wenn der entsprechende Zähler zeitweilig die Zählerstellung 0 einnimmt. Mit Beginn des Belichtungsvorgangs blinkt D2 je nach Stellung von S4 im Rhyth­ mus von 1 Hz oder 1 0 Hz. Die Blinkfrequenz signalisiert die Schalterstel lung von S4 und führt den Nachweis, daß die Zäh­ lung abläuft. D5 signalisiert das bevorstehende Ende der Be­ lichtungszeit dadurch, daß sie verlischt. Von diesem Zeitpunkt an und je nach Stellung der Schalter S4 und S5 ist der Belichtungs­ vorgang in maximal 9 bzw. 0,9 s abgeschlossen.

3.

Drehrichtungssteuerung für Rotationsentwicklungsmaschine

Bei der Selbstverarbeitung von Farbmaterial ist es relativ pro­ blematisch, eine reproduzierbare Bildqualität zu erreichen. Der Weg dorthin führte über neue Geräte und Verarbeitungstechno­ logien. Die Rotationsentwicklung gehört zu diesem Konzept. Durch sie wird gewährleistet, daß die Faktoren

Rotationstrommel

Bild 2

Rot�tionsgerät mit direktem Antrieb der Trommel

Rotations !rammet

•

- Bewegungsrhythmus ; - Badtemperatur; - frische Chemikalien, die die Bildqualität mit b:einl ussen. kontrollierbar werden. Das lichtempindliche Material beindet sich in einem rohr­ förmigen, flüssigkeitsdicht verschließbaren Behälter, der in einem konstant temperierten Wasserbad in waagerechter Lage um seine Achse rotiert (Bild 2). Als Behälter werden spezielle Rotationstrommeln oder Ki ppdosen eingesetzt. Die Rotations. cntwicklung wird inzwischen nicht nur für den Farbprozeß, sondern auch fürdie Verarbeitung von Schwarzweiß-Filmmaterial benutzt. Dieses Verfahren erweist sich auch als sehr produktiv für die Verarbeitung großformatiger Planilme. Der Bewegungsrhythmus wird durch die Trommeldrehzahl und durch den Drehrichtungswechsel festgelegt. Der Drehrichtungs­ wechsel ist für den Entwickl ungsvorgang wichtig, da er eine ständige Durchmischung der Entwick lerlösung bewirkt und ver­ meidet, daß streiige Bildfehler entstehen. Die Drehzahl des Entwicklungsgefäßes sollte im Bereich von 20 bis 60 U/min liegen. Für die Entwicklung von Negativ- und U mkehrmaterial werden 30 U/min und für Positivpapiermaterial 60 U/min empfohlen. Die Drehrichtung der Rotationstrommel sollte mindestens nach jeder zweiten U mdrehung gewechselt werden. Bild 2 zeigt eine Betriebsart, bei der das Antriebssystem auf den Behälterboden wirkt und somit den Behälter direkt in Rotation versetzt. Zu diesem Zweck ist auf dem Behälterboden eine Stahl­ scheibe befestigt. Diese haftet an einem ringförmigen Perma­ nentmagneten, der mit der Achse des Antriebs verbunden ist. Bild � zeigt eine andere Möglichkeit, nämlich den indirekten Antrieb des Behälters. Get rieben werden Lagerrollen, auf denen der Behälter aufliegt. Als Antrieb benutzt man Gleichstromkleinmotoren mit Perma­ nentmagneterregung. Die Motorwelle treibt ein für diesen Zweck entsprechend abgestuftes Getriebe. Die Betriebsspannungen der­ artiger Motoren betragen, je nach Ausführung, 5 bis 1 2 V un:l sind in einem größeren Bereich variierbar. Die Stromaufnahme 5eträgt 1 25 bis 500 mA.

Treib- und Lagerrollen aus Gummi

Bild 3

Rotationsgerät mit indirektem Antrieb der Trommel

Lage des Hallelements

10

8,61 r - -,

I L_j

- G F

Der Stromlaufplan in Bild 4 zeigt eine elektronische Drehrich­ tungssteuerung. Sie ist besonders für das Antriebssystem nach Bild 2 geeignet. Als kontaktloser Schalter wirkt der integrierte Schaltkreis B 461 ( Bild 5). Er reagiert auf ein M agnetfeld, dessen Südpol senk­ recht auf die Flächenmitte der mit der Kerbe gekennzeichneten Fläche des Plastgehäuses wirkt. Das Magnetfeld wird von einem Permanentmagneten erzeugt, der an einem rotierenden Teil des Antriebs befestigt ist. Der kon­ taktlose Schalter beindet sich in unmittelbarer Nähe des rotie­ renden Teiles. Bei einem ausreichend großen Magnetfeld (und

Bild 5

�

/k

T2, TJ, TB

5F 726 KF 517 55276

Stromlauf­ plan für automatische Drehrich­ tungssteue­ rung eines G leichstrom­ k Ieiostmotors

+

0/. 0. , 06 . . 0 9 : 5AY 12 8 .67 15 I IS 2 0 174

•

•

Integrierter kontaktloser magnetisch betätigter Schalter

B 461 (Hall-Schalt k reis)

I / Reihenschaltung mehrerer Oio den y - .. für niedrige Drehzahl

T 1 , T5 , T 7 T4, T6

Bild 4

•

•

SCHALTU N G S SA M M LU N G Kapitel 8

-

Allgemeine Elektronik

Elektronik i m Fotolabor

•

•

•

•

Bild 6

4.

Belichtungszeitgeber mit logarithmischer Belichtungszeit­ einteilung

Die mit diesem Belichtungszeitgeber wählbaren Belichtungs­ zeiten sind so abgestuft, daß der nächstgrößere Belichtungszeit­ wert die doppelte und der nächstkleinere die halbe Belichtungs­ zeit gegenüber dem eingestellten Wert darstellen. Eine Halbie­ rung der Zeitstufen zur feineren Abstufung ist vorgesehen. In der Fototechnik ist diese Art der Zeitabstufung üblich ; ihre Wirkungsweise bei der Belichtung fotograischen Materials dürfte durch die Verschlußzeiteneinteilung VO" K ameraver­ schlüssen her bekannt sein. Bild 7 zeigt den Stromlaufplan des Belichtungszeitgebers mit logarithmisch abgestufter Einstellmöglichkeit der Belichtungs­ zeit. Da in der Fototechnik mit Zeitgrößen gearbeitet wird, ist es fYr die weiterführenden Betrachtungen von Nutzen, an Stelle des Frequenzbegrifs mit der Zeiteinheit Sekunde (s) zu operieren, entsprechend t = 1 /f Der Schaltkreis I S4 - er ist allerdings nicht allgemein verfügbar - enthält 12 nacheinandergeschaltete Flip­ Flop-Stufen,- Der zeitliche Abstand einer in die F F-Kette ein­ gegebenen I mpulsfolge verdoppelt sich von einer Flip-Flop-Stufe zur nächsten. Wird beispielsweise eine 1 -s-l mpulsfolge in IS4 eingegeben, so lassen sich an den aufeinanderfolgenden Aus­ gängen der . Flip-Flops die Zeitimpulse in den Abständen von 2, 4, 8, 1 6, . . . s entnehmen. Auf dieser Zahlenreihe basiert die Zeitenabstufung in der Fototechnik . Der Zusammenhang lautet :

Übersichtsschaltplan für die Untersetzung höherer Steuerimpulsfolgefreqwenzen mit einem Zähler- bzw. Teilerschaltkreis

" /? '

/S J C0 4013 K 564 TM2

i$4 CO 4040

Stromlaufplan für Belichtungszeitgeber mit logarithmischer Zeitenabstufung · ··-,

G

�'�

- .

(10) T

B i ld 7

8-12

technik, Mikroelektronik in der Amateurpraxis, Militärver­ lag der D D R (VEB) - Berlin, 1 980 [2] Kühne, H. : Beispiele für Steuer- und Regelschalter mit electronica, Amateurreihe Gleichstromkleinmotoren, Band 76, M i litärverlag der DDR (VEB) - Berlin, 1 979 [3] . . . : Zeitautomat für die Dunkelkammer, Elektor 8 ( 1 977) Heft 7

0 172

R1 820 k

Blatt

1 982

[ 1 ] Müler, W. : Elektronische Bauelemente in Geräten der Foto­

N]s�:: 0 192;0193; E350

·

Literatur

Hinweis: Bei dem Antriebssystem entsprechend Bild 3 ist zu be­ rücksichtigen, daß Treibrollen- und Trommeldurchmesser in die Getrieeuntersetzung mit eingehen. Ist der Steuermagnet auf der treibenden Welle befestigt, entsteht eine größere Anzahl von I mpulsen, die mit 2 Trommelumdrehungen in Bezug zu bringen sind. Sinnvollerweise wird die notwendige Untersetzung der l m­ pulsfolge mit einem Zählerschaltk reis D 192 oder D /93 oder auch mit dem Teilerschaltkreis E 351, wie in Bild 6 skizziert, vorgenommen. 8,61

Dritte Lieferung

( Blatt 2)

bei H-Signal am Freigabeeingang F) schaltet der ofene Kollek­ torausgang Q von H nach L. Daraus wird durch T2 ein L-H­ Signal. Auf die L-H-Flanke des I mpulses reagiert das Flip-Flop D 1 74. Da das mit jeder Umdrehung geschieht, sind 2 Flip-Flops (IS2, D 1 74) zur Untersetzung des Steuerimpulses dem kontakt­ losen Schalter nachgesetzt. Auf diese Weise wird jeder zweite Steuerimpuls für den Drehrichtungswechsel herangezogen. Wird der Drehrichtungswechsel nach 3 oder 4 Trommelumdrehungen gewünscht, so läßt sich das durch Einfügen eines weiteren D 1 74 (IS3) in die unterbrochen gezeichneten Leitungen erreichen. Mit einem Umschalter (im Bild 4 nicht gezeichnet) besteht die M ögs lichkeit, zwischen den unterschiedlichen Flip-Flop-Ausgängen zu wählen und somit die Häuigkeit des Drehrichtungswechsels zu optimieren. Die Umsteuerung der Drehrichtung des Motors wird mit einer in [2] veröfentlichten Schaltung vorgenommen. Die Transistoren T3 und TB werden durch die zueinander inver­ sen Signale der A usgänge Q, Q gesteuert. Bei H-Signal an T3 sind T6 und T5 leitend ; bei H-Sign�l an TB leiten T4 und T7. Ü ber diese diagonalen Wege wird der M otor mit Strom versorgt. Die den Transistoren parallelgeschalteten Schutzdioden können entfallen, wenn UcE dieser Transistoren den 3fachen Wert der Betriebsspannung hat.

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T1,T2 TJ 03 08,09 TR

: SC 236 : SF128 : SA Y 15 : szx 21/5,6 : K T 570/4

220 V�

Für viele Anwendungen sind Stufungen um doppelte oder halbe Belichtungswerte zu grob. Die Einstellmöglichkeit mindestens eines Zwischenwerts ist daher erwünscht. Für n 2 ergibt sich eine mit einem Zwischenwert versehene Reihe ; sie folgt dem Faktor 1 ,4 :

. . . : Zeitautomat für die D unkelkammer, Elektor ( 1 977) Heft 6

1 ; 1 ,4 ; 2 ; 2,8 ; 4 ; 5,6 ; . . .

5.

Elektronisch ist diese Belichtungszeitreihe n u r i n der Weise nachzubilden, daß von der bereits bekannten Zeitenreihe 1 ; 2 ; 3 ; 8 s ausgegangen wird (Schalterstellung S3, 1 x ) und daß die fehlenden Zwischenwerte durch eine zweite Reihe mit den Werten I ,4; 2 , 8 ; 5,6 ; . . . ergänzt werden. Diese Reihe ist ebenfall� durch den Faktor 2 gekennzeichnet und kann gleichfalls mit I S4 abgeleitet werden. Mit dem Schalter S3 läßt sich wechselweise zwischen beiden Zeitenreihen wählen, wobei schrittweise S4 mit zu verstel len ist. Die Zeitverlängerung oder -Verkürzung nimmt von Stufe zu Stufe mit dem konstanten Faktor I ,4 entweder zu oder ab. Da einerseits als kürzeste Belichtungszeit I s emen noch recht langen Zeitwert darstel lt, da sich andererseits aber Zeitwerte von mehr als I s als Zeitbasis nur durch vermehrten A ufwand her­ stellen llssen, werden solche von kleiner als I s gewählt. Für den Belichtungsmesser lautet somit die erste Belichtungszeitenreihe : 0,5 ; I ; 2 ; 4 ; . . . ; I 024 s und die in diese eingegliederte zweite Belichtungszeitreihe: 0,7 ; 1 ,4 ; . . . s. IS4 wird demnach mit 0,5bzw. 0,7-s-lmpulsen getaktet. Die Takt- oder Zeitbasisimpulse erzeugt ein frei laufender I mpulsgenerator (G 1 und G2) zusam­ men mit einem nachgeschalteten dekadischen Zähler mit deka­ disch dekodierten A usgängen (IS2). IS2 werden vom Impuls­ generator 0, 1 -s-( 1 0-Hz)-I mpulse zugeführt . Der Zähler zählt ent­ sprechend der Schalterstellung von S3 und mit der Rückwärts­ schaltung (G3 und G4) nur bis 5 oder 7. Die aurdiese Weise ver­ fügbaren 0,5- oder 0,7-s-Jmpulse gelangen in den 2"-Zähler, wenn dieser durch die Torschaltung nicht mehr blockiert ist. Die Sperre an seinem Rückstelleingang hebt man durch Betätigen der Starttaste auf. R4 und C2 erzeugen einen Einzelimpuls, der das als RS-Fiip-Fiop ( F F I ) geschaltete D-FF umschaltet. Der dabei an seinem Ausgang Q entstehende H-Pegel wird dem D­ Eingang des FF 2 zugeführt. Der erste am Takteingang von FF 2 eintretrende Takt-Zeit-1mpuls kippt FF 2, und die an D an­ liegende I n formation wird zum Ausgang Q übertrage.n. H-Pegel an T I aktiviert den Optokoppler und den i hm nachgeschalteten Leistungsschaltkreis für die Lampe. Der Belichtungsvorgang wird beende!, wenn die mit S2 und S4 programmierte Belich­ tung·szeit erreicht ist. Mit der Stopptaste S 2 läßt sich ein Belichtungsvorgang vor­ zeitig beenden. l n beiden Fällen entsteht H-Pegel an der Ka­ todenseite von D3. Dieser Pegel wird den R-Eingängen von FF I und FF 2 zugeführt und schaltet diese um. Der Pegelwechsel an den A usgängen von Q und Q von FF 2 sperrt T I , wodurch schließlich die Lampe La abgeschaltet wird. Bild 8 zeigt die Mög­ lichkeit, mit einem 24poligen DrehschaiJer mit 2 3chaltebenen die Funktion der Schalter S3 und S4 in einem Schalter zusam­ menzufassen.

Fotograische Aufnahmen mit nur einem Blitzgerät als Licht­ q uelle stellen in den meisten Fällen einen Kompromiß hinsicht­ lich der Ausleuchtung des Objekts dar. M i t dem Einsatz von mindestens 2, besser 3 Lichtquellen lassen sich befriedigende Beleuchtungssituationen gestalten, die zu den erwünschten Bild­ ergebnissen führen. Es ist prinzipiell möglich, mehrere Blitzgeräte über Kabelan­ schlüsse synchron zu steuern. Doch haben Kabelverbindungen, müssen sie über.größere Distanzen hergestellt werden , entschei­ dende Nachteile. Es sind das die aufzubringenden Kabellängen, ihr Transport, die Stolpergefahr ausgelegter Kabel und das da­ mit mögliche Umreißen von Geräten. Es liegt daher nahe, mehrere Blitzgeräte kabellos durch nur ein mit der Kamera über ein Synchronkabel verbundenes Blitzgerät auszulösen. Das an der Kamera befestigte Blitzgerät steuert durch das von ihm a usgesandte Blitzlicht die übrigen Blitzgeräte. Diese sind über den Synchronanschluß mit einem Steuergerät verbunden. Bild 1 0 zeigt das geöfnete Steuergerät', dessen Ab­ messungen n ur 35 mm x 35 mm x 1 0 mm betragen. Wesent­ liche Eigenschaft dieses Geräts ist, daß es ohne eine Fremdspan­ n ungsqueUe ( Batterie) betrieben werden ·kann. Bild I I zeigt den Stromlaufplan des Steuergeräts zur drahtlosen Fernauslösung eines Elektronenblitzgeräts. Der Thyristor wirkt als Schalter für den Zündkreis des Blitz­ geräts und .ist dem im Blitzgerät eingebauten Handauslöseschalter über das Synchronkabel parallelgcschaltet. Ü ber diese Kabel-

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14

;

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B i ld 8

1

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Literatur

Simultansteuergerät für Elektronenblitzgeräte

•

Bild 1 0 Steuergerät für die Fernauslösung eines Elektronen­ blitzgeräts (ohne D2 . . . D5)

Schaltschema für einen 24poligen Drehschalter mit 2 Schaltebenen an Stelle der Schalter S3 und S4

Netzteil für den Belichtungszeitgeber

•

•

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Bild 9

•

Bild 1 1

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SY 360/4

Stromlaufplan des Steuergeräts

s.

Text

SYNCHRON ­ Ansch/ul

•

SCHA LTU N G S SAM M LU N G Kapitel 8

-

•

8-13

(Blatt 3 )

verbindung erhält das Schaltgerät die erforderliche Betriebsspan­ nung, die dem aufgeladenen Zündkondensator des blitzbereiten Blitzgerins entnommen wird. Die Ladespannung des Zündkon­ densators hängt vom Gerätetyp a b und kann 1 50 bis 300 V be­ tragen. Es wird davon ausgegangen, daß der M ittenkontakt des Synchronanschlusses des Blitzgeräts positives Potential führt. Dieser Umstand ist beim Einsatz unterschiedlicher Gerätetypen zu überprüfen, da andernfalls das Schaltgerät nicht funktioniert. Funktionsstörungen durch die unterschiedliche Polarität des Mittenkontakts werden durch die i n B i ld I I eingezeichnete G leichrichterbrücke ausgeschlossen. Auf sie kann gegebenen­ falls verzichtet werden. Der Verstärker wird aus C l versorgt. Cl hat die Aufgabe einer Speicherspannungsquelle. Seine Ladespannung wird von der Z-Diode D l festgelegt und beträgt etwa I I V. Durch den Hoch­ ohmwiderstand R5 als Vorwiderstand der Z-Diode werden der Zündkondensator und seine Spannungsquelle nur geringfügig belastet. Lichtempfänger ist ein Fototransistor SP 201. Das transparente Plastgehäuse des Fototransistors ist frontseifig zu einer Sammel­ linse geformt. Trift den Fototransistor Tl ein Lichtblitz, so ent­ steht durch den leitend werdenden Fototransistor an dessen Emitterwiderstand Rl ein positiver Spannungsimpuls. Dieser

•

·

steuert über das RC-Giied R2, C2 die Verstärkerstufe mit T2 und T3 in den leitenden Zustand. Das RC-G iied verhindert, daß langsame Änderungen der Umgebungsbeleuchtung das Steuer­ gerät auslösen können. Der Kollektorstrom von T3 steuert die Gateelektrode des Thyri­ stors. Über den leitenden Thyristor sind Zündkondensator und Zündspule im Blitzgerät zu einem Schwingkreis zusammenge­ schaltet, in dem eine gedämpfte Schwingung abläuft. Der in der Zündspule sekundärseitig induzierte Hochspannungsimpuls ionisiert auf kapazitivem Wege das Füllgas in der Blitzröhre, wodurch das Gas leitend und der Blitzkondensator entladen wird. Das Steuergerät reagiert auf einen direkten Lichtblitz eines Elektronenblitzgeräts noch über eine Distanz von etwa 40 m. Die Empindlichkeit des Steuergeräts ist so groß, daß es auch i ndirekt, über relektierende Flächen angeblitzt, ausgelöst wird. Beim praktischen Einsatz des Steuergeräts muß man darauf achten, daß helles Umgebungslicht nicht auf den Fototransistor fällt. An Rl entsteht durch dieses Licht bereits eine G rundspan­ nung, die einen durch Blitzlicht erzeugten Spannungsimpuls teil­ weise oder gänzlich überdeckt. Je nach der Größe der erzeugten G rundspannung ist eine Weiterverstärkung nicht möglich oder reicht nicht aus, um den Thyristor sicher anzusteuern. Es empiehlt sich deshalb, den Fototransistor durch einen Tubus vor allzu hellem Licht abzuschirmen oder entsprechend auszu­ richten.

6.

Steuergerät für Serienblitzaufnahmen

Einzelne Phasen eines Bewegungsablaufs in einem Bild darzu­ stellen kann für Studienzwecke oder zur Bildgestaltung erwünscht sein. Mit einer elektronischen Zeitablaufsteuerung und mit meh­ reren Elektronenblitzgeräten sind derartige Aufnahmen in folgen­ der Weise anzufertigen : Bild 1 2

Leiterplatte des Steuergerüts

- Der Verschluß der Kamera ist. auf »B<< eingestel lt. - Die Objektumgebung muß wegen der notwendigen Verschlußeinstellung »B« abgedunkelt sein. - Die Kamera beindet sich auf einem Stativ und ist auf den Bewegungsraum des Objekts ausgerichtet. - Der Synchronanschluß der Kamera wird mit dem Steuergerät über ein Verlängerungskabel verbunden. - Die Anzahl der eingesetzten Elek tronenbli tzgeräte ist von der gewünschten Anzahl der darzustellenden Bewegungsphasen abhängig. - Der Kameraverschluß wird über einen Drahtauslöser geöffnet ; gleichzeitig werden hiermit über das Steuergerät die Elek­ tronenblitze ausgelöst. - Nach dem letzten Blitz Vird der Verschluß geschlossen.

• 15

•

Blatt

Dritte Lieferung · 1 982

Allgemeine Elektronik

Elektronik i m Fotolabor

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·

Bild 1 3

Anordnung der Bauelemente auf der Leiterplatte nach Bild 1 2

Gleichartige Aufnahmen lassen sich auch mit einem Stroboskop­ blitzgerät herstellen. Im Hinblick auf die erforderliche hohe Lichtleistung ( Leitzahl) bei sehr kurzen Blitzfolgefrequenzen ist der Aufwand für ein derartiges Gerät hoch. Er ist nicht ver­ gleichbar mit dem Aufwand, der für das beschriebene Steuer­ gerät erbracht werden muß. Bild 1 4

/S I .

74 121

1) r , Für maximal 5 /S 7� 121 mit Kuhistern

Synchron ­ Anschlufl Kamera

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/Sn PC

Stromlauf­ plan des Steuergeräts für Serien­ blitzauf­ nahmen

Die benötigten Blitzgeräte werden sinnvollerweise ausgeliehen, wobei die Geräte nach gleicher Leitzahl auszuwählen sind. Bild 14 zeigt die Stromversorgung für die integrierten Schalt­ kreise und für die Steuerschaltung der Blitzgeräte sowie die Zeit­ glieder IS I bis !Sn, die zu einer Laufzeitkette zusammengeschal­ tet sind. Als Zeitglieder werden integrierte monostabile Kipp­ stufen vom Typ 74 1 2 1 verwendet. Die Kippstufe läßt sich ent­ weder durch negativ oder durch positiv gerichtete Impulslanken triggen. ln der vorliegenden Schaltung werden sämtliche IS einheitlich mit negativen I mpulslanken angesteuert. Dazu liegt der Eingang 18 (Anschluß 5) auf H-Potential. Die Ansteuerimpulse können wahlweise den Eingängen I A 1 (3) oder I A 2(4) zugeführt werden . Die Kippstufen triggern sich zeitlich nacheinander. Die Zeit, die vergeht, bis von einer gelriggerlen Kippstufe die nachfolgende angesteuert wird, bestimmt die Zeitkonstante r des jeweiligen RC-Giieds einer Kippstufe. Die Zeitglieder können mit einem Stellwiderstand oder durch einschaltbare Festwiderstände dem Bewegungsablauf angepaßt werden. Die Zeitverzögerung folgt der Beziehung t :: 0,7 C · R. Der maximal einstell bare Zeitver­ zug eines Zeitglieds beträgt bei der gewählten Bauelementedimen­ sionierung ::385 ms. Werden längere Zeiten gewünscht, so sind größere Kapazitäten (Cmax = I 000 lF) einzusetzen. Mit dem Steuergerät können entsprechend der gewählten Aus­ baustufe n + I Blitzgeräte getriggert werden. Wird der Kamera­ verschluß ausgelöst, schließtder Synchronkontakt in der Kamera die 5-V-Betriebsspannung über R2 vorübergehend kurz. Dabei entsteht ein negativer Spannungssprung, der die erste K ippstufe (IS I ) triggert. Gleichzeitig wird durch den geschlossenen Syn­ chronkontakt das erste der Blitzgeräte über Bu I angesteuert. D6 und D7 sind Dioden, deren Sperrspannung UR > Ucz (Lade­ spannung des Zündkondensators C2) ist. D6 trennt den hoch­ ohmigen Zündkreis von der niederohmigen 5-V-Spannungs­ quelle. D7 schützt den Eingang von ! S I vor Ucz des Zündkon­ densators C2. Ausgelöst durch den Triggervorgang an I S I nimmt sein Ausgang für eine bestimmte, von der Zeitkonstante abhängige Zeit H­ Pegel an. Auf den von L nach H gerichteten Pegel wechsel (posi­ tive l mpulstanke) reagiert weder die nachgeschaltete Kippstufe von I S2 noch der Thyristor Th. Kippt die K ippstufe in die sta­ bile Lage zurück, entsteht am Ausgang Q durch den Pegelwechsel von H mich L ein negativ gerichteter Spannungssprung. Er trig­ gert die Kippstufe in I S2 . Auf diese Weise werden nacheinander auch die übrigen Zeitglieder bis !Sn aktiviert. Die K ippstufe in I S I hat i nzwischen die stabile Lage eingenom­ men. Der Ausgang Q führt L-Pegel. Der Transistor T entspre­ chend Bild 1 5 wird von diesem L-Pegel gesperrt. Dabei entsteht am Kol lektor ein positiver Spannungssprung, der über Cl den Thyristor durchsteuert. Der leitende Thyristor schaltet den Zündstromkreis der Blitz­ röhre. Bild 1 6 zeigt das Schaltungsprinzip eines Zündstromkreises eines Elektronenblitzgeräts. Der aufgeladene Zündkondensator Cz wirkt für den Thyristor als kurzzeitige Betriebsspannungs­ quelle. Über den M ittenkontakt des Synchronanschlusses eines Blitzgeräts wirl das positive Potential der Ladespannung von Cz der Thyristoranode zugeführt. Hat das Blitzgerät gezündet, so ist Cz entladen, und der Thyristor verliert automatisch seine Leit­ fähigkeit. Die Diodenbrückenschaltung erweist sich als zweckmäßig, wenn mit Blitzgeräten gearbeitet wird, von denen die Polarität des Synchronanschl usses nicht bekannt ist.

Bu2 . . . Bun Synchronanschtun - - für E - Btifz SI 103/4

Bild 1 6

Schaltungsausschnitt eines Elektronenblitzgeräts

Bun

Bild 1 7

Thyristorschalter für die Blitzauslösung. Die Funktion des Steuergeräts kann ohne Blitzgeräte mit LED D l geprüft werden

Die in Bild 1 7 gezeigte Schaltungsvariante der Thyristorsteue­ rung wurde durch eine Indikatorschaltung erweitert. Die Licht­ emitterdiode D I leuchtet bei angesteuertem Thyristor kurzzeitig auf. Mit dieser optischen Anzeige können die eingestellten Blitz­ folgezeiten auch ohne Blitzgeräte beurteilt werden. (Außerdem bieten die Lichtblitze der nebeneinander angeordneten LED eine gewisse Gewähr, daß die anzusteuernden Elektronenblitzgeräte auch tatsächlich gezündet wurden. ) Bei leitend werdendem Thyristor entsteht durch C 2 ein Lade­ stromstoß, der zum k urzzeitigen Aufleuchten von D l führt. D2 schützt Dl vor der hohen Ladespannung von C2.

•

•

Bu

Thyristorschalter für die Blitzauslösung. D ie D ioden­ brücke ist einzusetzen, wenn Blitzgeräte mit Synchron­ kabelanschl üssen mit unterschiedlicher Polarität der K ontakte verwendet werden

•

•

01 . . . 04 SY 320/4

Bild 1 5

•

Literatur

[ I ] . . . : Polyblitz-Blitze am laufenden Band, Elektor 1 0 ( 1 979) Heft 9

SCHALTUN G S SAM M LU N G Kapitel 8

-

Dritte Lieferung

·

Allgemeine Elektronik

Anwendungsbeispiele für Thyristoren

l.

•

Wechselstromsteller mit integriertem Schaltkreis

Bild I a zeigt eine Phasenanschnittschaltung mit dem i ntegrierten Schaltkreis A 2 1 1 D ( Bastlertyp R 2 1 1 D). Durch die Verwen­ dung eines solchen Bausteins wird der Aufwand an Bauelementen für eine Thyristoransteuerung auf ein M inimum beschränkt. Bei dem integrierten Schaltkreis A 2 1 1 D handelt es sich um einen 1 -W-N F-Verstärker. Mit dem Brückengleichrichter G r l und mit der Z-Diode . D l werden trapezförmige Impulse erzeugt. Durch das Verhältnis der Spannungen an den Punkten A ( 3 1 0 V) und B ( 1 0 V) entstehen Impulse mit sehr k urzer Anstiegszeit Je nach eingestelltem Zündwinkel x, der sich nach der Beziehung

•

•

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•

I I Th2 --S; T!OJ/6

22N

RJ J0k

OHz

•

Bild 2 a)

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Vollwellensteuerung

Blatt

1 982

8- 14

(Blatt 1 )

zum Löschen des Thyristors. Die Ursache für ein solches Ver­ halten ist in einer zu geringen Zündimpulsbreite (speziell bei induktiven Verbrauchern) zu suchen. Durch Parallelschalten eines RC-Giieds zur Last erreicht man ein sicheres Überschrei­ ten des Haltestroms. Die Werte für R6 und C5 sind experimen­ tell zu ermitteln. Der Widerstandswert für R6 soll annähernd dem des Lastwiderstands entsprechen. C5 kann im Bereich von un­ gefähr 0, 1 bis 3 . F liegen. M it dieser Schaltung können Verbraucher bis ungefähr 40 W betrieben werden. Verwendet man für G r l andere Dioden, so lassen sich auch Verbraucher mit höherer Leistung anschließen. Für den A 2 1 1 D dürfen folgende G renzwerte nicht überschrit­ ten werden : Betriebsspannung mit Signal Betriebsspannung ohne Signal Eingangsspannung statisch A u�gangsspitzenstrom Verlustleistung ohne Kühlläche Betriebstemperaturbereich

T = 0,3 R3 C2 mit R3 realisieren läßt, wird T h l früher oder später gezündet. Wenn der Thyristor zündet, wird gleichzeitig der Laststrom­ kreis geschlossen. R3 und C2 sind so einzustellen bzw. auszu­ wählen, daß sich eine maximale Totzeit erreichen läßt. Dadurch werden Helligkeitsschwankungen, die z. B. bei Veränderungen der Netzspannung auftreten, gut a usgeregelt Mit R2 kann man die gewünschte Helligkeit oder Drehzahl stufenlos einstellen, Soll die Helligkeit von G l ühlampen automatisch in Abhängigkeit von den umgebenden Lichtverhältnissen geregelt werden, so ist an Stelle von R2 eine Reihenschaltung eines Fotowiderstands mit einem einstellbaren Widerstand einzusetzen. Die konstant zu haltende Helligkeit wird dabei durch das Verhältnis von Foto­ widerstand zu einstellbarem Widerstand bestimmt. . Außerdem läßt sich die Schaltung zur Temperaturregelung (da­ bei Fotowiderstand durch Thermistor ersetzen) und zur Drell­ zahlregelung von Motoren bei maximalem Drehmoment (gleich­ gerichtete Gegen-EM K an Anschluß 9) verwenden. Die G rund­ helligkeit kann zusätzlich in gewissen G renzen verändert wer­ den, wenn man an Anschluß 9 eine Spannung im Bereich von 2 bis 5 V anlegt. Besonders bei induktiven Verbrauchern im Lastkreis kann es vorkommen, daß der Thyristor zwar k urz gezündet, daß aber der Haltestrom nicht überschritten wird. Das führt sofort wieder

·

15 V maximal 1 8 V - 0, 5 bis + 1 ,5 V maximal I ,0 A maximal 1 ,0 W - 1 0 bis + 70 oc

Weitere Werte sind entsprechenden Datenblättern zu entnehmen.

2.

Vollwellensteuerung

Die nachstehend beschriebene Schaltung kann zur Helligkeits-, Heizungs- oder Drehzahlsteuerung benutzt werden. Die ange­ gebenen Thyristoren lassen Verbraucher bis etwa 1 000 W zu . Bei induktiven Verbrauchern sollten die Thyristoren durch eine Re-Kombination (R ichtwerte : C = 0, 1 LF, R = 47 bis 1 0 .2 ) vor z u hohen I nduktionsspannungen geschützt werden . Bei der in Bild 2 dargestellten Schaltung läßt der eine Thyristor alle positiven und der andere alle negativen Netzhalbwellen durch. Dadurch entsteht eine Vollwellensteuerung ohne zusätz­ lichen Brückengleichrichter. Während jeder positiven Halbwelle wird CJ über Rl und R2 aufgeladen. Sobald an C3 die Kipp­ spannung erreicht ist, wird der Diac leitend. Der jetzt zur Steuer­ elektrode von Th I ließende Strom zündet diesen Tyristor. Da· mit beginnt auch der Laststrom zu ließen. Wenn der Diac leitet, beginnt zugleich eine Teilentladung von C3 über die Steuerelek­ troden-Strecke von Th I und den Widerstand R3. C3 wird dabei um . die Diferenz zwischen K ippspannung und D urchlaßspan­ nung des Diacs entladen . Folgt die negative Halbwelle, so wird C3 entgegengesetzt auf- . geladen. Da der Diac eine Triggerdiode für beide Polungen der Spannung ist, kommt es nach Erreichen der Kippspannung des Diacs wieder zu einer Teilentladung von C3 über R3 und die Steuerelektroden-Sirecke von Th I . An der unteren Seite von R3 tritt ein positiver Spannungsimpuls auf, der über C4 an die Steuerelektrode von Th2 gelangt. Th2 wird gezündet. Der Stromlußwinkel und damit beispielsweise eine andere Helligkeit werden mit R l eingestellt. Je. kleiner der eingestellte Widerstandswert von Rl ist, desto früher zündet der erste Thy­ ristor, und um so größer sind der Stromlußwinkel und damit auch die Helligkeit .

Th/ ST 111/8

Bild 1 Wechselstromsteller mit integriertem Schaltkrei s : a - Schaltung ; b - Anschlüsse des Bausteins A 2 1 1 D (Draufsicht)

Die RC-Kombination R2, C2 soll den sogenannten Hysterese­ efekt herabsetzen. Dieser Hystereseefekt entsteht durch das Umladen von C3. Dadurch, daß dieser Kondensator um die Diferenz zwischen K i pp- und Durchlaßspannung des Diacs entladen wird, ergibt sich für C3 ein beschleunigtes Umladen. Die zur nächsten Halbwelle gehörende Kippspannung wird früher erreicht ; einer der beiden Thyristoren wird vorzeitig ge­ zündet. Das bedeutet i m Endefekt einen größeren Stromluß­ winkel als ursprünglich vorgegeben. Dieser plötzlich einsetzende Stromdurchgang mit größerem Stromlußwinkel wird als Hy­ stereseefekt bezeichnet. Dieser Efekt hat u. a. den Nachteil, daß z. B . bei einer geringen Helligkeit der Glühlampe beim Ab­ sinken der Netzspannung (auch nur kurzzeitig !) die Slhaltung und damit auch die Beleuchtung ausfallen kann. Ebenso uner­ wünscht ist auch ein plötzlicher (positiver) Helligkeitssprung. Rückstellbare elektronische Sicherung

3.

Beim Experimentieren kann es leicht vorkommen, daß man einen Kurzschluß verursacht. Deshalb ist es sehr vorteilhaft, wenn Netzteile zur Gleichstromversorgung elektrischer bzw. elektronischer Schaltungen nach einem Kurzschluß nur durch einen Knopfdruck ohne langen Sicherungswechsel die Betriebs­ bereitschaft der jeweiligen Schaltung oder Geräts wieder zu­ lassen. Eine solche rückstellbare elektronische Sicherung ist i n Bild 3 dargestellt. zu schützee

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Bild 3

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Rückstellbare elektronische Sicherung

Die Schaltung wird durch die Taste Ta I gestartet. Das Relais bekommt über Rl Spannung und hält sich anschließend über den Relaiskontakt a l selbst. Gleichzeitig erhält auch die nach­ folgende Schaltung Spannung. Ü bersteigt nun der Strom aus irgendeinem G rund den höchstzulässigen Wert, so wird der Thy­ ristor durch den über R2 entstehenden größeren Spannungsabfall gezündet. R3 ist ein Schutzwiderstand (etwa 47 bis I 00 l). Durch den gezündeten Thyristor wird das Relais überbrückt, das da­ durch abfällt. Der Kontakt a l öfnet sich, und die nachf1gende Schaltung erhält keine Spannung mehr. Durch Drücken der Taste Ta I kann die elektronische Sicherung zurückgestellt wer­ den, vorausgesetzt, daß die Ursache, die zur Stromerhöhung führte, inzwischen beseitigt· wurde. Reicht die über R2 abfallende Spannung nicht zum Zünden des Thyristors aus und kann R2 aus schaltungstechnischen G ründen nicht weiter verändert wer­ den, so ist die über R2 abfallende Spannung mit einer zusätz­ lichen Transistorstufe zu verstärken und dem Steueranschl uß des Thyristors zuzuführen.

Auf die Angaben genauer Werte für die Bauelemente wurde bei dieser Schaltung bewußt verzichtet, da sie sich jeweils nach der zur Verfügung stehenden Spannung des Netzteils und nach dem höchstzulässigen Strom der nachfolgenden Schaltung richten. R l ist nicht zu groß, aber auch nicht zu klein zu wählen. Das Relais muß sicher anziehen. Aber bei gezündetem Thyristor darf sein zulässiger Nennstrom nicht überschritten werden. Die Di. mensionierung von R2 richtet sich danach, bei welchem Strom die Schaltung ansprechen soll. Auch hier muß der »Goldene M ittelweg« gefunden werden. Bei Normalbetrieb darf der Span­ nungsabfall über R2 nicht sehr groß sein, um die Nennspannung der nachfolgenden Schaltung möglichst wenig zu beeinlussen. RZ muß aber wiederum so groß sein, daß beim Ü berschreiten der höchstzulässigen Stromstärke der Spannungsabfall über diesen Widerstand ausreicht, um den Thyristor sicher zu zünden. Sehr günstig ist es, wenn man für RZ einen niederohmigen Draht­ widerstand entsprechender Leistung mit verstellbarer Abgrif­ schelle einsetzt. Die gewünschte Ansprechschwelle läßt sich dann einfach und genau einstellen.

4.

Temperaturregler

M i t dieser Temperaturregelschaltung ist es möglich, die Tempe­ ratur eines Mediums (z. B. einer Flüssigkeit) in ziemlich engen G renzen konstant zu halten. Die zu überwachende Temperatur wird mit einem Thermistor erfaßt, der Bestandteil eirier Brük­ kenschaltung ist. Den Thermistor bringt man in entsprechender Form unter Beachtung der Sicherheitsvorschriften ( I solation, Dichtigkeit usw.) in das jeweilige Medium. Ü ber die Brücken­ schaltung wird der Kondensator C2 aufgeladen. Dabei ergibt sich, je nach thermischer Beeinlussung von R2, eine fast tempe­ raturproportionale Aufladung von C2. Erreicht die Ladespan­ nung am Kondensator eine bestimmte Größe, wird über eine Schwellwert-Tmpuls-Schaltung Th I gezündet. Bei jeder Tempe­ raturänderung verändert sich auch die Diferenzspannung der aus den Widerständen R2 bis R5 gebildeten Widerstandsbrücke proportional mit der Widerstandsänderung des Thermistors. T l verstärkt die Differenzspannung. Die verstärkte Diferenzspan­ nung lädt den Kondensator C2 auf. Eine große Abweichung von der eingestellten Nenntemperatur ergibt kurze Kondensator­ ladezeiten. Umgekehrt führen geringe Temperaturabweichungen zu längeren Ladezeiten. Erreicht die Spannung an C2 den Schwellwert der aus den Transistoren T2 und T3 gebildeten Schwellwert-lmpuls-Schaltung, so gelangt über R7 ein I mpuls an die Steuerelektrode von Th I , und der Thyristor wird ge­ zündet. Je nach Veränderung von R2 wird der Zündwinkel be­ einluß! und damit schließlich auch die im Heizwiderstand (Rd umgesetzte Leistung. Mit der in Bild 4 dargestellten Schaltung können Verbraucher mit einer Leistung bis ungefähr 400 W be­ trieben werden. Mit R4 wird die Soll-Temperatur vorgewählt. Für R2 kann man an Stelle eines Thermistors auch ein Widerstandsthermometer einsetzen. Dadurch ist jedoch die Empindlichkeit der Brücken- · schaltung geringer. Ersetzt man Tl durch eine aufwendigere Ver­ stärkerschaltung, so läßt sich der Empindlichkeitsverlust wieder ausgleichen. Um die Eigenerwärmung des Thermistors möglichst gering zu halten, wurde die Brückenschaltung hochohmig ge­ staltet. Änderungen der Umgebungstemperatur haben fast keinen Einluß auf das Regelverhalten der Schaltung.

111

ST701!5 220V 50Hz

Cl 0,21 IJV

7 7Q

Dr2

Dl

SZX 19/20

•

Bild 4 Temperaturregel­ schaltung (noch mit billigen älteren Halbleiterbauele­ menten bestückt)

•

•

•

•

SCHALT U N G S SA M M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 8

-

Allgemeine Elektronik

Anwendungsbeispiele ür Thyristoren

( Blatt 2)

B ild 5

Blatt

8-15

Elektronisches Türschloß

Dl SY2

5.

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Elektronisches Türschloß

Bild 5 zeigt die Schaltung eines elektronischen Türschlosses. Sie ist dadu rch gekennzeichnet, daß die Zifernkombination lautlos gewählt wird. Lediglich der Türöfner verursacht beim Öfnen ein Geräusch. Die Anzahl der für die Wahl der Ziffernfolge benötigten Thyri­ storen richtet sich nach der Zifernkombination, die man ver­ wenden möchte. ln der nach Bild 5 beschriebenen Schaltung wurden dafür 3 Thyristoren verwendet, was sich als vollkommen ausreichend erwiesen ha t. Da solche Schaltungen in den meisten Fällen mit einer Kleinspannung betrieben werden, beachte man, daß je Thyristorstufe ein bestimmter Spannungsabfall auftritt. Hei Verwendung vieler Thyristorstufen kann dadurch die für den Türöfner erforderliche Spannung zu gering werden. Als Tür­ öffner für Nennspannungen von 4 bis 1 2 V bzw. für 1 2 bis 24 V kann man industriell gefertigte Typen nach TGL 9803 verwen­ den. Diese Türöffner haben eine maximale Stromaufnahme von I A. Weitere M öglichkeiten ergeben sich aus dem Eigenbau, wo­ bei die in der Schaltung angegebenen Ohmwerte eingehalten werden müssen. Bei der Verwendung anderer Thyristoren muß der Widerstand des Türöfners so groß sein, daß weder der nötige Haltestrom unterschritten noch der zulässige Durchlaßstrom überschritten wird. Die Einstellung der Zifernfolge wird mit einem Stufenschalter vorgenommen. Man darf allerdings nur einen Schalter verwenden, bei dem während des Schaltens die benachbarten Kontakte durch das Schaltstück nicht gleichzeitig berührt werden. Dadurch würde nämlich die bereits richtige ein­ gestellte Zifer wieder gelöscht. M i t dem Schalter S2 werden die Zifern in der programmierten Reihenfolge eingestellt. Jeweils nach der Einstellung einer Zifer wird die Taste Tal gedrückt. Wurde d ie richtige Zifer gewählt, erhält der entsprechende Thyristor über die jeweiligen Wider­ stände die erforerliche Zündspannung. Der Thyristor wird gezündet, und über die Arbeitswiderstände R4, RS bzw. über die Spule des Türöfners ließt ein Strom. Ist der erste Thyristor leitend geworden, ergibt sich gleichzeitig Zündbereitschaft für den nächsten Thyristor. Stellt man bei der Wahl der Zifernfolge eine falsche Zifer ein, \yird über S2 die Spannung des Löschkondensators Cl i n Sperrichtung an Th2 gelegt. Damit sinkt der Stromluß durch Th2 unter den Wert des Haltestroms. In diesem Fall werden Th2 und die gesamte bis dahin eingestellte Zifernfolge gelöscht. Mit d er Einstellung muß man dann von vorn beginnen. Es genügt, die Löscheinrichtung hinter Th2 anzuordnen, da vorher falsch gewählte Zifern ohne­ hin keine Schalthandl ungen auslösen. Der Löschkondensator Cl wird, nachdem Th2 gezündet wurde, über R3 auf den Wert der Betriebsspannung aufgeladen. Ein falsches Einstellen der Zifern, was z. B . garantiert bei unbefugtem Benutzen des Tür­ öfners a uftritt, kann optisch und (oder) akustisch signalisiert werden. Zu diesem Zweck wurde noch ein weiterer Thyristor (Th I ) vorgesehen. Bei einer falscH eingestellten Zifer erhält die­ ser Thyristor über Rl die zur Zündung benötigte Spannung, und die im Lastkreis beindliche optische und (oder) akustische Si-

gnalisation wird ausgelöst. Bei Hupen mit Selbstunterbrechung ist auf jeden Fall eine Lampe oder ein äquivalenter Widerstand parallel zur Hupe zu schalten, damit während der kurzzeitigen Selbstunterbrechung der erforderliche Haltestrom gewährleistet wird. Die in Bild 5 dargestellte Schaltung ist für die Ziffenfolge 3 - 9 6 ausgelegt. Die Programmierung kann jederzeit geändert wer­ den, was man aus Sicherheitsgründen von Zeit zu Zeit tun sollte. U m uneingeweihten Personen die Zifernwahl zu erschweren, wurde in die Steuerleitung von Th3 eine Schaltung zur Zeitver­ zögerung eingebaut. I st Th3 durch S2 angewählt, wird mit dem Drücken der Taste Ta I über R6 der Kondensator C2 aufgeladen. Hat die Kondensatorspannung einen bestimmten Wert erreicht, wird Tl durchgeschaltet und damit Th3 zeitverzögert gezündet . Mit R6 stellt man d i e gewünschte Verzögerungszeit ein. Das ist auch die Zeit, während der man Ta I drücken muß. R5 wird je nach Zündstrombedarf des Thyristors so eingestellt, daß der Thyristor auf alle Fälle sicher zündet. Die Freilaufdiode D I schützt beim Abschalten vor zu hohen Spannungsspitze}. D l muß so bemessen sein, daß über diese Diode ein Strom in der Höhe des Laststroms ließen kann. M i t S I stellt man die Betriebsbereitschaft d e r Schaltung her. Gleich­ zeitig wird mit S I , wenn die 'Varnsignalisation eingebaut ist, das Warnsignal quittiert. Dazu muß SI k urz geöffnet werden, da­ mit der Stromnuß durch Th I unterbrochen wird. Die Anlage ist erneut betriebsbereit, wenn man S I wieder schließt. Um das elektronische Türschloß jederzeit bedienen zu können, empiehlt es sich, eine zweite Spannungsquelle zu benutzen, die bei einem Ausfall der ersten automatisch oder von Hand zugeschaltet wird.

6.

Prüfgerät für Thyristoren

M i t d iesem Prüfgerät können die wichtigsten Parameter eines Thyristors ermittelt werden. Neben einer einfachen Funktions­ kontrolle lassen sich auch Zündspannung, Zündstrom und (unter Verwendung eines zusätzlichen Vielfachmessers) Haltestrom, Vorwärts-Rückwärts-Reststrom sowieD urchbruchspannung mes­ sen. Die Messung der Durchlaßspannung ist ebenfalls möglich. Bevor man m i t den eigentlichen Messungen beginnt, sollte man sich noch einmal mit der Arbeitskennlinie eines Thyristors beschäftigen. B ild 6 zeigt die Schaltung des Thyristorprüfgeräts. Bei der Aus­ wahl der Schalter S2, S4 und S5 ist besonders auf ihre Span­ n ungsfestigkeit zu achten ( � I 000 V). 6. 1 .

Ü berprüfung von Thyristoren auf Funktionstüchtigkeit

Um Thyristoren schnell auf i hre Funktionstüchtigkeit zu über­ prüfen, sind nachstehend genannte Schalter in folgende Schalter­ stellungen zu bringen : S2/ . . . in Stellung 4, S4/ . . . in Stellung I , S5 in Stellung 3 und S3/. . . in Stellung 2. S2/3 bewirkt, daß diese Funktionsprüfung nur bei einer Spannung ;;1 00 V vorgenom-

5k i0:

220V 50Hz

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men werden kann. M i t M s l ist die Höhe der Prüfspannung zu kontrollieren. Die Anodenspitzenspannung wird in allen Stellun­ gen von S2/ . . . durch Aufladung von Cl und C2 über D2 ge­ messen. Der Schalter S6 beindet sich zunächst in A US-Stellung. Ist der Thyristor in Ordnung, darf bei anliegender Anodenspan­ nung keine der beiden Lampen aufleuchten. M i t R l 2 und R l 3 ist zunächst die Zündspannung gegen 0 einzustellen. Danach schließt man S6, und mit R l 2 bzw. R l 3 wird langsam die Zünd­ spannung erhöht. Wurde der zu prüfende Thyristor gezündet, darf nur La I aufleuchten. Leuchtete La I bereits vorher auf, ist der Thyristor auf G rund eines Fehlers in seinem I nnern defekt. Beide Lampen leuchten auf, wenn die Sperrwirkung des Thyristors zu gering ist. Liegt eine Unterbrechung im Jnnern des Thyristors vor, leuchtet keine der beiden Lampen auf. Außer Thyristoren können in dieser Schaltungsv�riante des Thyristorprüfgeräts auch noch Dioden und Triacs · überprüft werden. Sollen Dioden überprüft werden, so sind diese an die Buchsen Bu3 und Bu5 anzuschließen (anliegende Anodenspan­ nung mit der zulässigen Sperrspannung der Diode vergleichen !). S6 ist nicht geschlossen. Bei einer brauchbaren Diode .darf nur La i aufleuchten. Leuchten beide Lampen bzw. leuchtet keine Lampe, ist die Diode unbrauchbar. Die Überprüfung von Triacs ähnelt der von Thyristoren : Haupt­ anschluß 2 (A2) an Bu3, Hauptanschluß I (A I ) an Bu5 und Steueranschluß an Bu4 anschließen. Je nach Betriebsart und Her­ stellungstechnologie haben die i n einem Triac vereinigten Thyri­ storsysteme eine unterschiedliche Zündempfin dlichkeiL Auch bei dieser Funktionsprüfung wird zunächst mit R l 2 und R l 3 die kleinste Zündspannung eingestellt. Nachdem S6 geschlossen wurde, wird die Zündspannung langsam bis zum Zünden des Triacs erhöht. Ist der Triac in Ordnung, leuchtet bei allmäh­ licher Erhöhung des Zündstroms zuerst L a i auf und später auch La2.

6.2.

Zündspannung

Mit dem Stelltransformator Tri kann die Spannung für den Transformator Tr2 von 0 bis 220 V eingestellt werden. Hinter der Diode Dl liegt maximal eine Spannung U55 von etwa I 000 V an. Die AnodenspannJng gelangt über S2/ I , S4/ I , S5 (Stellung 2), S4/2 (Stellung I ) zur Buchse Bu3. Der M inuspol wird über R20 und S4/3
Jung I des Schalters S4/ . . . wird der zu prüfende Thyristor in Vor­ wärtsrichtung betrieben. Die positive Zündspannung kommt über S3/3 (Stellung I oder 2) und S6 zur Buchse Bu4. Der Minuspol der Zündspannung liegt direkt an Bu5. In Stel­ lung I oder 2 (Zündspannung I oder I 0 V) des Schalters S3/ . . . kann man mit Ms2 die Zündspannung messen. Beim Einstellen der Anodenspannung mit S2/ . . . ist darauf zu achten, daß die vom Hersteller des zu prüfenden Thyristors zugelassene Spitzen­ sperrspannung nicht überschritten wird. Nachdem S3/ . . . in Stel­ lung 2 oder I gebracht und S6 geschlossen wurde, erhöht man mit R l 2 bzw. R l 3 die Zündspannung langsam, bis die Anoden­ spannung (Ms l ) beim Zünden des Thyristors plötzlich absink!. An Ms2 kann nun der Wert der Zündspannung abgelesen wer­ den. 6.3.

Zündstrom

Die Anodenspannung stellt man wie bei der Zündspannungs­ messung ein. S3/ . . . wird zunächst in Stellung 3 (bzw. 4 bis 6 � I 00; I 0 ; I und 0, 1 mA) gebracht. Bei dieser Messung ist Ms2 als Strommesser in den Zündstromkreis geschaltet. Der Zünd­ strom gelangt über S3/ I , R l 4, Ms2, S3/2, S3/3 und S6 zur Buchse Bu4. Die R l 6, R l 7 und R I S sind Meßbereichswiderstände. I n Stellung 6 liegt das Meßgerät direkt (ohne Shunt) i m Zündstrom­ k reis. Der Meßvorgang selbst ist der gleiche wie bei der Züncspan­ nungsmessung. 6. 4.

Haltestrom

An die B uchsen B u l und Bu2 wird ein Vielfachmesser mit dem Meßbereich des zu erwartenden Haltestroms angeschlossen. Für die Wahl der Anodenspannung beinden sich die Schalter in fol­ genden Stellungen : S2/ . . . in Stellung 4, S4/ . . . in Stellung I und S3/ . . . i n Stellung 2 oder I . Achtung ! Nur bei der Mc."sung des Haltestroms beindet sich der Schalter S5 in der Stellung 4. Zu­ vor ist jedoch unbedingt der Schalter S2/ . . . in die Stellung 4 zu bringen. Andernfalls kommt es zur Beschädigung bzw. zur Zer­ störung von C5 ! S6 ist geschlossen. Die Zündspannung wird nun wieder allmählich erhöht, bis der Thyristor zündet. Danach schaltet man durch Öfnen von S6 die Zündspannung ab. M i t Tri wird d i e Anodenspannung langsam s o weit verr,ingert, bis der am Vielfachmesser angezeigte Stromwert plötzlich auf 0 sinkt. Der noch zuletzt abgelesene Wert ist
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SCHALTUNG S SA M M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel 8

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Allgemeine Elektroni�

Anwendungsbeispiele für Thyristoren

6.5.

Vorwärts-Rückwärts-Reststrom

Wie bei der Haltestrommessung wird an die Buchsen Bul und Bu2 ein Vielfachmesser mit dem erforderlichen Strombereich angeschlossen. Die Anodenspannung wählt man mit S2/. . . je nach Thyristortyp vor. Der Thyristor wird bei dieser Messung nicht gezündet, d. h., S6 beindet sich in AUS-Stellung. Soll der Reststrom in Vorwärtsrichtung gemessen werden, so ist S4/ . . . i n Stellung 1 z u bringen. Der Rückwärtsreststrom wird i n Stellung 3 des Schalters S4/ . . . ermittelt. R6 wirkt als Schutzwiderstand bei der Rückwärtsreststrommessung.

6.6.

Durchbruchspannung

Der Meßvorgang ist fast genauso wie i der Vorwärtsreststrom­ messung. Nur wird noch zusätzlich mit Tri die Spannung lang­ sam, von 0 beginnend, vergrößert. Entsprechend der Arbeits­ kennlinie eines Thyristors wird der Reststrom zunächst üer einen relativ großen Bereich konstant sein. Bei weiterer Erhöhung der Anodenspannung steigt von einem bestimmten Wert an der Reststrom plötzlich stark an. Die dabei mit M s l angezeigte Spannung ist die Durchbruchspannung des Thyristors.

6. 7.

Durchlaßspannung

Die Durchlaßspannung eines Thyristors läßt sich sehr einfach ermitteln. Ist der Thyristor gezündet und ließt im Hauptstrom­ kreis ein nicht zu kleiner Strom, kann man an den Buchsen Bu3 und Bu5 die Durchlaßspannung messen. Dabei ist zu beachten, daß bei dieser Messung der durch den Thyristor ließende Strom auf keinen Fall kleiner als der Haltestrom werden darf. Der Thy­ ristor würde gelöscht werden, und die Spannung an Bu3 und an Bu5 würde schlagartig auf den Wert der vorgewählten A noden­ spannung ansteigen. Das würde aber eine Beschädigung oder gar Zerstörung des Meßgeräts bedeuten.

7.

larmschaltung

Die Alarmschaltung nach ·Bild 7 soll in erster Linie ein Fahr­ zeug gegen unbefugtes Benutzen sichern. Bei entsprechender Modiikation der Schaltung kann man sie auch als A larmschal­ tung für Räume, Schränke usw. verwenden. Der Schalter S I ist an einer versteckten Stelle (z. B. im Kofer­ raum) anzubringen. Nach Verlassen und Abschließen des Fahr­ zeugs (S2 ofen) stellt man mit S I die Bereitschaft der Alarm­ schaltung her. Öfnet eine unbefugte Person die Tür, so wird über den dann geschlossenen Schalter S2 der Transistor Tl durch­ geschaltet, und dadurch zündet auch der Thyristor Thl . Ober R2 beginnt ein Strom zu ließen, der bewirkt, daß Thl weiterhin leitend bleibt. G leichzeitig wird Cl über R3 aufgeladen. Hat die Spannung an Cl einen bestimmten Wer� erreicht, so schaltet der

b)

(Blatt 3)

Blatt

8-16

Transistor T2 durch ; der Thyristor Th2 zündet, und die Hupe des Fahrzeugs schaltet sich ein. Selbst wenn man die Tür nur kurz öfnet und gleich wieder schließt, wird in jedem Fall Alarm ausgelöst. In einem solchen Fall bleibt Thl auch nach dem Schließen der Tür leitend ; C I wird aufgeladen, und schließlich ertönt das Warnsignal . Die Hupe kann nur durch Öfnen des Schalters S I wieder ausgeschaltet werden. Wird das Fahrzeug . von einer efugten Person benutzt, so ist zuerst der Schalter S I z u öfnen. Mit R4 ist der Zündstrom dem jweiligen Thyristor anzupassen. Soll der Schalter Sl ereits vor dem Verlassen des Fahrzeugs in die E I N-Stellung gebracht werden, so kann man beispielsweise die Schaltung nach Bild 7 b erweitern. Das erfordert allerdings noch einen dritten Thyristor. Die i n Bild 7 b dargestellte Erwei­ terungsschaltung ist zwischen den Punkten .1 und 2 einzufügen (Brücke entfenen !). Den Schutzrohrkontakt bringt man z. B. an der Innenseite der Windschutzscheibe (oder Heckscheibe) möglichst unauffällig an. Nachdem man SJ gschlossen und das Fahrzeug verlassen und abgeschlosse 1 hat, wird mit einem Ma­ gneten oder einem magnetischen Schlüssel der Schutzrohrkon­ takt durch die Scheibe hindurch betätigt. Die Alarmschaltung ist nun ebenfalls betriebsereit. Die weiteren Vorgänge beim A uslösen des Alarmsignals laufen, wie bereits beschrieben, ab. Mit R3 ist die Verzögerungszeit so groß einzustellen, daß eine befugte Person nach dem Öfnen der Fahrzeugtür noch equem SI in die AUS-Stellung bringen kann, ohne daß die Warnung ausgelöst wird. In der Bereitschaftsstellung der Schaltung ließt kein Strom. Lediglich bei der Schaltung nach Bild 7 b ließt über Th3 und R6 ein Strom von ungefähr 30 mA. Es ist zu empfehlen, Th3 auf ein Kühlblech zu setzen. I m allgemeinen wird, u. a. aus G ründen des Umweltschutzes, eine Schaltungserweiterung erforderlich sein, die die Alarmschaltung nach etwa 30 s wieder abschaltet.

8.

Intervallschaltung für Scheibenwischer

Bild 8 zeigt den Aufbau einer Intervallschaltung für Scheiben­ wischer von PKWs. Die Intervalle der Wischbewegung können mit der beschriebenen Schaltung stufenlos eingestellt werden. Genügen nur 2 oder 3 unterschiedliche Intervalle, so ist der ein­ stellbare Widerstand R5 durch einen Stufenschalter mit ent­ sprechenden Festwiderständen zu ersetzen. Die Elektronik des I ntervallschalters wird mit dem bereits im PKW befindlichen Scheibenwischermotor lediglich über 2 Leitungsadern verbun­ den, über die gleichzeitig auch die Flektronik mit Spannung ver­ sorgt wird. Der bereits i m Fahrzeug vorhandene Schalter für den Scheiben­ wischer hat nach dem Einbau des Intervallschalters 2 Funktionen zu erfüllen. In der Stellung EIN wird der Scheibenwischermotor direkt eingeschaltet. In der Stellung AUS ist nicht nur der Motor für den Scheibenwischer abgeschaltet, sondern gleichzeitig wird die Betriebsbereitschaft der Intervallschaltung hergestellt. Mit

Th3 STI03/7

Bild 7 A larmschaltung : a - G rundschaltung; b - Erweiterungs­ möglichkeit

Sche,benwischerscha/tung im ohrzeu

Bild 8

I n tervallschalter für Scheibenwischer

dem Schalter S2 setzt man den Intervallschalter in Betrieb. M i t R5 werden die gewünschten Intervalle stufenlos eingestellt. J e nach Einstellung von R5 lädt sich C l mehr oder weniger schnell auf. Erreicht die Kondensatorspannung einen bestimmten Wert, werden die Transistoren T l und T2 durchgeschaltet. Der Thy­ ristor wird gezündet und damit der Motorstromkreis geschlossen. Der Scheibenwlscher führt eine Wischbewegung aus. Am Ende dieser Wischbewegung überbrückt der Endlagenschalter des Scheibenwischermotors den Thyristor ; der Stromluß wird unterbrochen, und der Motor bleibt stehen. Sofort beginnt wieder ein erneutes Aufladen von C l . Der Widerstand Rl ge­ währleistet beim Intervallbetrieb ein sicheres Anlaufen des Motors, indem er im Anlaufmoment den erforderlichen Strom­ luß durch den Thyristor bewirkt. Außerdem bremst dieser Wi­ derstand elektrisch die Wischerarme beim Erreichen der End­ stellung. Für R l kommen nur niederohmige Widerstände in Frage. Gegebenenfalls ist der genaue Wert, der u. a . auch vom gewünschten Grad der Abbremsung bestimmt wird, experimen­ tell zu ermitteln. M i t R2 besteht die Möglichkeit, den Zündstrom dem jeweiligen Thyristortyp entsprechend anzupassen. Ein einwandfreies Funktionieren der Schaltung setzt voraus, daß die vom Scheibenwischermotor kommenden Adern auch tatsächlich (zifern-)richtig. am Schalter S I angeschlossen sind. Das ist nicht immer der Fall.

9.

Kontaktloser Zeitschalter

Mit der Schaltung nach Bild 9 ist es möglich, Verbraucher nach einer bestimmten, vorgewählten Zeit kontaktlos abzuschalten. Da hierbei die Schaltvorgänge geräuschlos ablaufen, eignet sich dieser Zeitschalter z. B. gut zum automatischen Abschalten von Leseleuchten. Schläft man beim Lesen leicht ein, ist eine solche Abschaltung sehr bequem, da auf diese Weise die Lampe nicht unnötig tvielleicht sogar die ganze Nacht lang) Energie umsetzt. Will man nach automatischem Löschen der Lampe noch weiter­ lesen, braucht man nur auf den Taster Ta l zu drücken, und die Leselampe leuchtet wiederum für die Dauer der eingestellten Zeit. Der Zeitschalter arbeitet mit 2 Thyristoren. Der zeitbestimmende Teil der Schaltung wird aus R l bis R6 und C2 bis C5 gebildet. Die Diode D l verhindert, daß die Kondensatorgleichspannung von Cl an Th I gelangt und damit das Schaltverhalten dieses

Thyristors negativ beeinlußt {Th l wird mit pulsierendem G leichstrom betrieben). Mit S I setzt man die Schaltung in Be­ trieb. T h l wird über R9 gezündet und schaltet den Verbraucher (z. B. eine Leselampe) ein. Bei der Inbetriebnahme der Schaltung werden gleichzeitig die K ondensatoren C2 bis C5 über R l bis R6 aufgeladen. Die E inschaltdauer des Zeitschalters wird mit S2 eingestellt. Je nach Stellung von S2 werden die Kondensatoren C2 bis C5 mehr oder weniger schnell aufgeladen. Ist die Durch­ bruchspannung des D iacs D2 erreicht (ungefähr 26 V), wird über R8 der Thyristor Th2 gezündet. La2 1euchtet auf, und im gleichen Moment bekommt T h l keine Zündspannung mehr. Am Ende der nächsten Netzhalbwelle wird Th I gelöscht, und damit schaltet sich auch die Lampe La i aus. Soll die Leselampe erneut eingeschaltet werden, ist der Taster Ta I zu drücken. Bei der Betätigung dieses Tasters wird mit der einen Schaltebene Th2 überbrückt und damit gelöscht ; mit der zweiten Schaltebene werden über R7 die K ondensatoren des Zeitkreises entladen. Läßt man die Taste Ta I wieder los, d. h . , sind die Kon­ takte des Tasters Ta l wieder geöfnet, beginnt der Aufladevor­ gang der Kondensatoren C2 bis C5 von von, bis Th2 durchschal­ tet , so daß die Leselampe abermals erlischt. C2 bis C5 sollten nicht durch einen geeigneten Elektrolytkonden­ sator ersetzt werden. Grund dafür ist der bei Elektrolytkonden­ satoren auftretende Reststrom. Kondensatoren mit größeren Restströmen stellen das einwandfreie Funktionieren der Schal­ tung in Frage, besonders im Bereich längerer Zeiten. Empfohlen werden für den genannten Zweck K ondensatoren für erhöhte Anforderungen vom Typ IB nach TGL 1 2 122, BI. 2. Bei Kon­ densatoren mit sehr geringen Restströmen kann man mit dieser Schaltung Zeiten bis zu einer halben Stunde erreichen. Um in der Zeichnung nicht unnötig viele Widerstände darzustellen, wurden nur 6 Widerstände eingezeichnet. Für lange Zeiten sind ent­ sprechend mehr Widerstände einzusetzen . Allerdings kann der resultierende Wert der Widerstandskombination nicht beliebig groß gewählt werden, da der Isolationswiderstand der gesamten Zeitschaltung eine G renze setzt. Ta l ist ein Leuchttaster, in den man die Lampe La2 einbaut. Dadurch wird das Aufinden des Tasters Ta I bei ausgeschalteter Lampe La I erleichtert.

1 0.

Ü berlastschutz für Universalmotoren

Oft werden elektromechanisch betriebene Werkzeuge sehr stark belastet, so daß sich bei langen Betriebszeiten eine unzulässig hohe Wicklungstemperatur einstellt. Das kann im Laufe der Zeit zu einer Beschädigung der Wickl ungsisolation und damit zum A usfall der Maschine führen. Die in Bild 10 dargestellte Schaltung wirkt als Überlastschutz für Universalmotoren. Bei auftretender Ü berlastung wird der M otor sofort abgescha ltet. Er kann erst wieder durch Handein­ tastung erneut in Betrieb genommen werden. Auf eine Besonder­ heit sei jedoch h ingewiesen. Trotz Abschaltung des Motors liegt dieser noch am Netz. Bei eventuell notwendig werdenden Arbei­ ten am Motor in jedem Fall Maschine vom Netz trennen ! Das Prinzip der Schaltung beruht darauf, daß der bei steigender Belastung ebenfalls steigende Motorstrom beim Überschreiten einer bestimmten, vorgewählten G renze die Abschaltautomatik auslöst. Der M otor wird mit pulsierendem Gleichstrom betrieben. Die Schaltung startet man mit S I . C2 lädt sich über Rl und R2 auf

5i1

220V 50Hz

01 5 Y207 R1

Cl

10/350

Bild 9

Kontaktloser Zeitschalter

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SCHALTU N G S SA M M LU N G · Dritte Lieferung · 1 98Q

Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik

Anwendungsbeispiele für Thyristoren 51 ; Si1

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und liefert die Zündspannung für Th I , die über R3, R4 und D5 an die Steuerelektrode von Th l gelangt und diesen zündet. M i t R2 läßt sich die Drehzahl des M otors i n bestimmten G renzen verstellen. Mit Beginn jeder Halbwelle (je nach Einstellung von R2 früher oder später) wird Thl automatisch gezündet und bei Nulldurchgang der Spannung wieder gelöscht. Vergrößert sich i nfolge einer höheren Belastung des M otors der Strom im Last­ stromkreis, so erhöht sich proportional dazu auch der Span­ n ungsabfall über R7. Der in B i ld I 0 angegebene Wert für R7 ist als Richtwert zu betrachten. R7 ist so zu dimensionieren, daß die über ihn abfallende Spannung zum Aktivieren des Transi­ stors Tl ausreicht. CJ und R5 stellen ein Zeitglied dar, das bei nur kurzzeitigen Belastungen (u. a. auch bei der erhöhten Strom­ aufnahme im Einschaltmoment) ein Zünden des Thyristors Th2 verhindert. M it dem Aufsteuern des Transistors Tl wird auch Th2 gezündet. Damit erhält Th l nicht mehr die erforderliche Zünd­ spannung. Er wird bei Beginn der nächsten Halbwelle nicht mehr gezündet, und der M otor schaltet ab . Soll der M otor wieder in Betrieb genommen werden, muß die Taste Ta I gedrückt werden. Th2 wird durch Ta I überbrückt und damit gelöscht. Nach Loslassen der Taste Ta I zündet Th l wieder, und der Motor l äuft erneut an. Es sei noch auf folgendes hingewiesen. Die Schaltung arbeitet im Halbwellenbetrieb. Da für einige Motoren der Halbwellen­ betrieb unzulässig ist (auf Grund der thermisch optimalen Kon­ zeption des Motors), sind unbedingt die Herstellerhinweise zu beachten. Auf alle Fälle muß beim Erproben bzw. Anwenden der Schaltung das thermische Verhalten des angeschlossenen M otors kontrolliert werden . Wird die Maschine sehr schnell warm, so ist sie für diese Schaltung ungeeignet.

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Bild I 0 Elektronischer Überlastschutz für Universalmotoren

Blatt

8-17

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SCHALTUNG S SA M M LUNG

Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Anwendungsbeispiele ür Triacs

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Aufbau und Wirkungsweise

Der Triac bestlt aus einer einkristallinen Siliziumscheibe, in der sich mehrere unterschiedlich stark dotierte und verschieden geformte n- und p-leitende Schichten beinden. Dieses Kristall­ system kann man sich durch verschiedene Schnitte z. B. in 4 Thy­ ristorsysteme mit unterschiedlicher Zonenfolge zerlegt denken. Jedes dieser Teilsysteme kann bei ganz bestimmten Potential­ bedingungen gezündet werden. Diese Betrachtungsweise, den Triac als eine Parallelschaltung von 4 unterschiedlich aufgebau­ ten ' Einzelthyristoren anzusehen, erleichtert das Verständnis für den nicht ganz einfachen Aufbau des Si-Kristalls eines Triacs. Bild I zeigt die unterschiedlichen Schnitte der Thyristorsysteme. In Bild 1 a wird vom bekannten Aufbau eines Thyristors ausge­ gangen. Der Hauptanschluß A2 hat gegenüber Hauptanschluß A I positives Potential ; die Steuerelektrode G (Gate) ist gegenüber Hauptanschluß A I ebenfalls positiv. Eine positive Spannung an G löst über die P I -Schicht eine Emission von Elektronen aus der N I-Schicht in die PI -Schicht aus. Die durch die PI -Schicht difundierenden Elektronen gelangen zur N2-Schicht und führen hier zu einer Dichteerhöhung und somit zur Zündung des »Thy­ ristors«. Bild I b zeigt einen anderen Schnitt durch das Kristallsystem de.s Triacs. Hier hat A2 positives Potential gegenüber A I ; G ist nega­ tiv gegenüber A I . Der Hauptanschluß A I ist sowohl mit der N I ­ Schicht als auch mit der P I -Schicht (sehr dünn und h�chohmig) sperrfrei verbunden. Bei negativer Spannung an G wird über den sperrfrei kontaktierten Anschluß A l PI gegenüber N3 positiv. Das hat zur Folge, daß der durch die Schichten N3, P I , N2 und P2 gebildete »Thyristor« gezündet wird. Der nun einsetzende Durchlaßstrom erzeugt über den Gatewiderstand einen Span­ nungsabfall, der das Potential von P I so anhebt, daß dieses posi­ tiv gegenüber N I ist. PI wirkt in disem Fall wie eine SteuerelekBild I

Prinzipieller Aufbau eines Triacs mit seinen unter­ schiedlich stark dotierten und· verschieden geformten n­ und p-Schichten ; a - A2 und G positiv gegenüber AI ; b - A2 positiv und G negativ gegenüber A I ; c - A2 nega­ tiv und G positiv gegenüber A l ; d - A2 und G negatiy gegenüber A I

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Blatt

8-18

Polarität

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A2

G

positiv negativ negativ positiv

positiv positiv negativ negativ

trode, und der andere »Teilthyristor« wird gezündet. Ober die beiden Hauptanschlüsse A2 und A 1 beginnt der Laststrom zu ließen. Bei der in Bild I c dargestellten Schichtfolge hat A2 negatives Potential gegenüber A l , und G ist positiv gegenüber A l . Wird an G ein positiver Impuls gelegt, so werden aus der N3-Schicht Elektronen emittiert. Die durch die PI -Schicht difundierenden Elektronen führen zu einer Verdichtung in der N I -Schicht, das wiederum zur Zündung des aus den Schichten P I , N I , P2 und N2 gebildeten Thyristorsystems führt. Bei der letzten Schnittdar­ stellung (Bild I d) sind A2 und G negativ gegenüber A l . Die Schichtfolge N3, PI und N I kann man sich als npn-Transistor denken, der mit einem in Durchlaßrichtung gepolten Basis-Kol­ lektor-Übergang arbeitet. Legt man an G eine negative Span­ nung, so wird der zwischen N3 und PI liegende pn-Obergang in Durchlaßrichtung gepolt. Aus dem »Emitter« N3 emittieren Elektronen, difundieren durch die Schicht P I und gelangen zum »Kollektor« N I des angenommenen npn-Transistors. Die Er­ höhung der Elektronendichte in der N I -Schicht führt auch hier zum Zünden des aus den Schichten P I , N I , P2 und N2 gebilde­ ten »Thr ristors«. In der Tabelle sind die Potentialbedingungen an den Elektroden eines Triacs, bezogen auf den Hauptanschluß A 1., dargestellt. Die bei den Fällen I und 3 genannten Potentialbedingungen eig­ nen sich für die Zündung eines Triacs besonders gut, während die unter 4 genannten Bedingungen weniger gut und die unter 2 genannten Bedingungen nicht gut geeignet sind. Triacs haben gleiche Bauformen wie Thyristoren.

3.

Arbeitskennlinie

Bild 2 zeigt die charakteristische Arbeitskennlinie eines !riacs, aus der auch das symmetrische Verhalten dieses Bauelements er­ sichtlich ist. Im nichtgezündeten Zustand sperrt der Triac in beiden Rich­ tungen. Erhöht sich dabei die Spannung an den beiden Haupt­ anschlüssen so weit, daß die Kippspannung des Triacs über­ Schritten wird und der Blockierstrom einen bestimmten Wert überschreitet, zündet der Triac ( Oberkopfzündung). Dieser Efekt tritt in beiden Richtungen auf. Bei nicht gezündetem Triac ließt nur ein sehr geringer Blockierstrom. Damit ein gezündeter Triac leitend bleibt, muß, wie beim Thyristor, ein bestimmter Durch­ l aßstrom ließen. Dieser darf nicht unter den Wert des Halte-

A2f �r N2PIP2 N}PIP2 N2P2 22 2 � NI-l N1 N1 N1 All G! AJ G1 Al G Al Gl b)

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_ _ _ _ _

Tabelle Potentialbedingungen an den Anschlüssen eines Triacs

Der Triac, auch symmetrischer oder bidirektionaler Thyristor genannt, eignet sich besonders zur verlustarmen Steuerung bzw. Schaltung von Wechselströmen. Beim Triac handelt es sich im Prinzip um 2 antiparallelgeschaltete Thyristoren, deren Steuer­ anschlüsse zusammengefaßt sind, d. h., er ist ein zweiseitig steuer­ barer G leichrichter mit nur einer Steuerelektrode. Schaltungen, bei denen antiparallelgeschaltete Thyristoren ein­ gesetzt sind, lassen sich mit Triacs schaltungstechnisch einfacher und efektiver lösen. Im Gegensatz zum Thyristor kann ein Triac nicht nur mit posi­ tiven, sondern auch mit negativen Impulsen gezündet werden, unabhängig von der Polarität der Hauptanschlüsse.

2.

Drihe Lieferung · 1 982

(Blatt 1)

Einleitung

1.

·

. ...

____. ..

l,

und dabei C2 und R2 so verändern, daß ein Spannungsminimum erreicht wird). Versieht man SI noch mit einer AUS-Stellung, kann die Schaltung über diesen Schalter außer Betrieb gesetzt werden. Dabei ist aber unbedingt darauf zu achten, daß RL immer noch Netzpotential hat.

Durchtoflslrom

AT

I

Durch /olkemtnie

A2

6.

u

Bild 2 -I

Symbol und A rbeitskenn­ linie eines Triacs

stroms sinken. Ein Triac kann den D urchlaßstrom sowohl i n positiver als auch in negativer Richtung führen. ·

4.

Zündschaltung

Triacs können mit Gleich- oder mit Wechselspannung gezündet werden. In den meisten Fällen wird der Triac so angesteuert, daß die Spannung am Steueranschluß die gleiche Polarität hat wie der Hauptanschluß A2 (s. auch Tabelle). Der überwiegende Teil der Triacs wird am zweckmäßigsten mit negativer Spannung angesteuert. Bild 3 zeigt eine einfache Ansteuermöglichkeit Stehen nur sehr kleine Steuerspannungen zur Verfügung, so sind diese durch Transistorstufen bzw. Impulsübertrager entsprechend zu ver­ stärken. Bei der in Bild 3 dargestellten Zündschaltung bleibt der Triac so lange gezündet, wie der Schalter SI geschlo;sen ist.

KT 205/50

5.

Bild 3

Einfache Zündschal­ tung für Triacs

Triacschalter

Bei dem in Bild 4 dargestellten Triacschalter können größere Lastströme mit Kontakten für geringe Belastung (Kontaktther­ mometer, Mikrostößeltaster u. ä.) geschaltet werden. Allerdings müssen die Kontakte von SI mindestens für den maximalen Zündstrom des Triacs ausgelegt sein. Mit dieser Schaltung sind 2 Betriebsarten möglich. In Schalter­ stellung I arbeitet die Schaltung im Halbwellenbetrieb. Das be­ deutet, daß der Triac während der negativen Halbwelle der Netzspannung nicht gezündet wird. Der Verbraucher (RL) wird nur mit halber Leistung betrieben. In der Schalterstellung 2 arbeitet die Schaltung im Vollwellenbetrieb. Handelt es sich bei RL um einen induktiven Verbraucher, so ist der Triac mit einer RC-Kombination zu beschalten, um ein unkontrolliertes Zün­ den m verhindern. Die angegebenen Werte für C2 und R2 sind nur R ichtwerte und müssen von Fall zu Fall experimentell er­ mittelt werden (mit Oszillograf Spannung über Tel kontrollieren

Einfacher WechselstromsteUer

Bild 5 zeigt einen einfachen Wechselstromsteller mit einem Triac. Dieser Wechselstromsteller kann beispielsweise zur Steuerung der Beleuchtungsstärke oder zum Einstellen der Drehzahl von Motoren bis zu einer Leistung von ungefähr 2 00W eingesetzt werden (dabei D imensionierung von Drl und Dr2 für diese Lei­ stung beachten). Die Schaltung arbeitet mit einem Diac als Trig­ gerdiode; ihre E igenschaften sollen kurz erklärt werden. Der Diac ist eine symmetrisch aufgebaute Diode, deren prinzi­ pieller Kennlinienverlauf Bild 6 darstellt. Beim Überschreiten eines bestimmten Spannungswerts (Durchbruchspannung) zwi­ schen den beiden Anschlüssen kippt eine solche Diode aus dem Blockierzustand in den D urchschaltzustand. Die Durchbruch­ spannung, auch Höckerspannung genannt, liegt bei den meisten Diactypen zwischen 28 und 36 V. Bis zum Erreichen der Durch­ bruchspannung weist die Diode einen hohen Sperrwiderstand auf. Bei einer Spannung, die mehr als 6 V unter der Durchbruch­ spannung liegt, geht der Durchlaßwiderstand · des Diacs erneut in den Sperrwiderstand über. Bei der in Bild 5 dargestellten Schaltung wird der Zündkonden­ sator C2 über R l und R2 abwechselnd positiv und negativ auf­ geladen. Ist die Spannung an C2 so groß, daß die Durchbruch­ spannung des Diacs überschritten wird (unabhängig von der Polarität), so wird dieser leitend, und es kommt zu einer Teilent­ ladung von C2 über D I , R3 und die Strecke Steuer- und Haupt­ anschluß A I von Tel . Das bewirkt eine Zündung des Triacs, und der Laststrom beginnt zu ließen. Die weitere Entladung von C2 bis zum Löschen des Triacs beim nächsten Stromnulldurchgang verläuft über Rl , R2 und Tc I . Nachdem der Triac gelöscht ist, setzen die Restentladung und die anschließende Wiederauf· ladung·von C2 über den Lastwiderstand RL , R l und R2 ein. Mit Rl wird der Zündwinkel eingestellt. Die beschriebene Schaltung hat allerdings einen gewissen Nach­ teil, den sogenannten Hystereseefekt, der nachfolgend noch kurz erläutert werden soll. Angenommen, die Schaltung wird zu Beginn einer positiven Halbwelle in Betrieb genommen. Die Spannung an C2 steigt bis zur Durchbruchspannung von D l an. Danach entlädt sich C2, bis die Spannung so weit gesunken ist, daß die Triggerdiode erneut sperrt. Am Ende der ersten Halb­ welle ist die Spannung an C2 bis auf eine bestimmte Restspan­ nung gesunken, deren Höhe von dem mit R l eingestellten Zünd­ winkel abhängt. Wegen dieser Restspannung (bei unveränder-

1

Bild 5

Einfacher Wechsel­ stromsteller mit Triac

Triacschalter

•

•

•

220V 50Hz

•

Dr2 1001H

+

I

Bild 6

Symbol und prinzipielle Kennlinie eines Diacs : UBR - Durch­ bruchspan­ nung ; /BR D urchbruchstrom -

Bild 4

•

-I

SCHALTUN G S SA�1 M LUNG

Kapitel 8 - Allgemeine Elektronik Anwendungsbeispiele für Triacs

D ritte Lieferung · 1 982

(Blatt 2)

Blatt

8-19

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•

��-� 51

K1pppannung rch/alspannung ---

---_.­

220V 50Hz

Durchlaspannu

Kippspannung

Dr2

•

•

Bild 7

ter Einstellung von R l ) folgt die Zündung in der zweiten Halb­ welle später als i n der ersten. Die Restspannung a m Ende der zweiten Halbwelle wird dadurch größer als am Ende der ersten Halbwelle. Das geht soweit-, bis nach mehreren Halbwellen Rest­ spannung und damit auch Zündwinkel ihre Endwerte erreicht haben. Bild 7 zeigt den Spannungsverlauf am Zündkondensator. Der Hystereseefekt macht sich besonders dann unangenehm bemerkbar, wenn der Verbraucher langsam von der N ullstellung aus eingeschaltet werden soll. Bei der Steuerung einer Beleuch­ tung äußert sich dieser Efekt dadurch, daß sich die Helligkeit sprunghaft verändert. Es gibt nun Schaltungsvarianen, die diesen Hystereseefekt mehr oder weniger stark vermindern oder gar beseitigen.

7.

•

Spannungsverlauf am Zündkondensator : "' - Zündwinke! ; ; - Stromlußwinkel

Wechselstromsteller ohne Hysteresefekt

Ausgehend von der Schaltung nach Bild 5 kann d urch zusätz­ liche Verwendung von 4 Dioden und 2 Widerständen der in Ab­ schnitt 6. beschriebene Hystereseefekt beseitigt werden. Bild 8 zeigt die Schaltung. Die i n der positiven Halbwelle i n Durchlaßrichtung gepolte Diode D2 verhindert eine Aufladung von C2 über D l . In der negativen Halbwelle gilt das gleiche für D 3 und D4. Das Ein­ fügen der Dioden D l. bis D4 und der Widerstände R4 und R5 in die Schaltung nach Bild 5 hat also keinen Einluß auf die A uf­ ladung von C2. In der Zeit, i n der der Triac gezündet ist, entlädt sich C2 bei posi­ tiver Kondensatorspannung über D3, R5 und den Triac bzw. bei negativer Kondensatorspannung über D l , R4 und den Triac. Beim nicht gezündeten Triac entlädt sich C2 über RL , sobald die Betriebsspannung unter die Kondensatorspannung gesunken ist. Die Widerstände R4 und R5 sind relativ niederohmig, so daß bis zum Ende einer jeden · Halbwelle C2 fast vollständig entladen wird. Dadurch ist auch die vorher verbleibende Restspannung,' die die Ursache für den Hystereseefekt war, beseitigt. M i t der beschriebenen Schaltung läßt sich eine k ontinuierliche Steuerung im Bereich von etwa 5 bis 95 % der Nennleistung er­ reichen.

Bild 8

Wechselstromsteller mit Triac ohne Hystereseefekt

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SCHALTU N G S SA M M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 9

-

Generatoren und Sender

1 0-GHz-Technik - Probleme und Möglichkeiten

1.

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9-1

Einleitung

M it dem lokrafttreten der neuen Amateurfunkordnung , vom 1 . August 1 977 ist es auch den Funkamateuren unserer Republik im Frequenzbereich von 1 0,0 bis 1 0,5 GHz gestattet, Amateur­ funkbetrieb auszuüben. Dieser hohe Frequenzbereich stellt ganz neue Anforderungen an den Anwender. Der technologische Sprung von der Technik des bisherigen normalen UKW-Ama­ teurfunks zur 1 0-GHz-Techni k ist so gewaltig, daß vorerst nur Spezialisten unter den Funkamateuren i n der Lage sein werden, die hohen Anforderungen zu meistern. Dabei muß sich der Funkamateur nicht auf seinen Einfallsreich­ tum verlassen, um die benötigte Technik zu entwickeln und u bauen. Vielmehr kann er auf Entwicklungen der Industrie zu­ rückgreifen, die speziell für das Satelliten-Direktfernsehen ent­ standen sind und sich etwas modiiziert im 1 0-GHz-Amateur­ funkdienst einsetzen lassen. Das gilt besonders für die Erzeugung von Höchstfrequenzenergie bei 1 0 GHz. Das ist ein Problem­ punkt, der bei den Betrachtungen im Vordergrund steht.

2.

(Blatt 1 )

Blatt

HF-Erzeugung im 1 0-GHz-Bereich

Verlauf der magnetischen und elektrischen Feldlinien in einem Rechteckhohlleiter, der durch die H10-Welle angeregt ist

Bild I

2.1 . 1 . Hohlleiter

Für den i nteressierenden Frequenzbereich von 1 0 GHz kommen zur Erzeugung und Fortleitung der Energie nur Hohlleiter i n Frage. Aus der Theorie der Hohlleiter [ I ] [2] ist ersichtlich, daß ein rechteckiger Hohlleiter mit der Wellenform H10 (gesprochen H­ eins-null) mit dem Seitenverhältnis a = 2 b die geringste Dämp­ fung hat (Bild 1 ) . Die Wellenform H10 ist eine sehr stabile. Die Grenzwellenlänge, bei der praktisch der Energietransport be­ ginnt, liegt bei Ä = 2 a. D ie Wellenlänge für die H10-Welle i m Hohlleiter ist

Aus der herkömmlichen H öchstfrequenztechnik sind Bauele­ men! bekannt, die auch im I I -GHz-Bereich H F-Energie erzeu­ gen bzw. verstärkende Wirkung haben. Es handelt sich dabei um Laufzeitröhren, die unter der Bezeichnung Klystrons und Wan­ derfeldröhren bekannt wurden. Diese Röhrentypen haben für den Funkamateur aber sehr geringe Bedeutung, da sie relativ schlecht zu handhaben sind und sehr aufwendige Netz'eile benötigen. 1 20 r; Die Halbleitertechnik ist aber heute in der Lag!, weitaus kleinere ÄH -: ====Bauelemente bei fast gleichen A usgangsleistungen und Verstär­ I (Ä0/2a) 2 kereigenschaften wie H öchstfrequenzröhren zu erzeugen. Dabei sei nur an ! MPATT-Dioden, G UNN-Dioden und an neuesie Sie ist also größer als die Wellenlänge i n der Luft. Der Wellen­ Entwicklungen aus der Familie der Gallium-Arsenid-Feldefekt­ widerstand eines Hohlleiters hängt von Frequenz und Wellen­ transistoren (GaAs-FET) erinnert. D iese Transistoren sind z. Z. form ab. Für die H10-Welle beträgt er noch sehr teuer, dürften aber mit der Einführung des I I -G Hz­ Äo 1 Fernsehens auch für den Funkamateur erschwinglich sein . Mit I M PATT-Dioden kann man Leistungen i m Wattbereich er­ zeugen. Sie benötigen aber Betriebsspannungen, die zwischen 50 bis 1 50 V liegen. Das stellt für transportable Stationen ein , Um die Verluste im Hohlleiter so gering wie möglich zu halten, wesentliches H indernis dar. A uch ist ihr Preis sehr hoch. sollte er aus gut H F-leitendem Material bestehen und nach Mög­ Ein Halbleiterbauelement, das noch nicht erwähnt wurde, ist �ie lichkeit innen versilbert sein. Bei der Montage der Hohlleiter ist Varaktordiode. Mit dieser Diode können Frequenzvervielfacher darauf zu achten, daß keine Verkantungen auftreten und daß aufgebaut werden, die bis weit über den 1 0-GHz-Bereich hinaus Lötreste oder Bohrspäne sowie Grat nicht mehr vorhanden sind. arbeiten. Auch diese Dioden l iegen preislich sehr ungünstig. Das sind Störstellen, an denen Wellentypumwandlungen auf­ H inzu kommt, um den Vervielfachungsfaktor nicht zu hoch wäh­ treten können, die zu hohen Verlusten führen. len zu müssen, eine Amateurfunkstation, die im 24- bzw. 1 2-cm­ Ausgezeichnet geeignet für Amateurfunkbelange sind die Recht­ eckhohlleiter RJOO nach TGL 200-15-63; in Cu : ELN 1 225 1 1 89, Band arbeiten müßte. D iese Frequenzbereiche sind leider z. Z. in M s : ELN 1 225- 1 299, mit den A bmessungen a = ß3,86 mm für die Funkamateure der D D R nicht zugelassen, so daß die Varaktordiode im Moment für die Energieerzeugung nur sehr 1 0, 1 6 mm. und b geringe Bedeutung hat. Die GUNN-Dioden sind, nach den Erfahrungen der vergangeneo Jahre, die für den Funkamateur brauchbarsten Bauelemente. 2. 1 .2. HF-Erregung =

J

-

=

2.1.

GUNN-OsziUatoren

Die G UNN-Diode hat wesentlichen Anteil an der schnellen Ent­ wicklung der 3-cm-Amateurfunktätigkeit. M i t diesen D ioden lassen sich recht billige und einfache Oszillatoren sowohl für Sender als auch für Empfänger aufbauen. Die Signalverarbeitung mit i ntegrierten Schaltkreisen trägt weiter dazu bei, daß Funk­ geräte techt klein und mit geringem Aufwand gebaut werden können und daß sie sich viele Stunden lang aus einer Batterie be­ treiben lassen. Um einen brauchbaren Oszillator aufzubauen und um die erzeug­ te Energie auch transportieren zu können, benötigt man entspie­ chende Resonatoren und H F-Leitungen.

Die Erregung der H1 0-Welle geschieht sehr einfach dadurch, daß man eine Komponente des Feldes anregt, entweder die elek­ trische auf kapazitivem oder die magnetische auf induktivem Wege. Dieser Vorgang kann auch umgekehrt werden. Man kann also auf dieselbe Art die Energie wieder aus dem Hohlleiter aus­ koppeln. Da sich die Welle im Hohlleiter nach beiden Seiten ausbreitet, muß auf einer Seite ein Kurzschluß angebracht wer­ den. D ieser muß sich Ä"/2 von der Anregungsstelle entfernt be­ inden, damit die reflektierte Welle phasenrichtig zum An­ regungspunkt zurückkehrt. Die Anregungsstelle selbst soll mög­ l ichst relexionsfrei sein und dem Hohlleiter Anpassung bieten. In dieser Anregungsstelle wird nun die G UNN-Diode auf geeig­ nete Weise installiert. Sie überbrückt die Schmalseite des Reso­ nators von einem Stempel aus. D ieser Stempel muß konische

D amit ist aber noch immer nicht der entscheidende Nachteil dieses GUNN-Oszillators beseitigt, der darin besteht, daß die Frequenzstabilität nur für FM-Betrieb (Breitbandsystem) aus­ reicht. Eine wesentliche Verbesserung erzielt man erst mit Schmalbandsystemen.

2.1.4. Schmalbandsysteme

Bild 2

Maßskizze für einen l 0-GHz-Sender/Empfänger, be­ stehend aus G UNN-Oszillator und »Durchblase­ mischer« nach [ ! 3]

Form aufweisen, um eine möglichst gute Anpassung an den Reso­ nator zu bieten. Der Bau dieses Resonators aus Hohlleitermate­ rial R JOO erfordert sehr viel Sorgfalt, ist er doch der frequenz­ , bestimmende Teil der gesamten Anla ge. Der Oszillator darf bei einer ZF-Bandbreite von 1.00 kHz nur eine Drift von I x 1 0 5 haben, und das bedeutet für den Hohlraumresonator außer­ ordentlich viel.

2. 1 .3. GUNN-Oszillator

Bild 2 zeigt die Meßskizze für den Bau eines einfachen G UNN­ Oszillators mit »Durchblasemischer«. Die folgenden Werte AH/2 sollen für das Material R I OO als Anhaltspunkte dienen : Oszillatorfrequenz GHz 1 0,0 1 0,2 1 0,4

Länge I mm 1 9,8 1 9,2 1 8,6

D ieser G UNN-Oszillator sollte zusätzlich mit einer Varaktor­ diode ausgestattet sein. Hier wird eine Frequenzregelschleife oder eine A FC angeschlossen. D urch diese Maßnahme kann die K urzzeitstabilität u m 2 G rößenordnungen verbessert werden.

Der Vorteil der Schmalbandsysteme liegt in der drastischen Ver­ ringerung der Bandbreite mit den entsprechenden Konsequenzen für Empfänger und Sender. Eine Bandbreitenreduzierung i m Empfänger h a t dort eine Grenze, wo sich d i e Einschwingzeiten schmalbandiger Schaltungen und die damit immer höher werden­ den Anforderungen an die Frequenzstabilität nicht realisieren lassen. Um SSB-Betrieb bei 1 0 GHz zu ermöglichen, muß man eine Kurzzeitstabilität der Frequenz von 1 0�8 ansetzen; das ent­ spräche etwa einer efektiven Bandbreite von 1 kHz. D ieser Wert wird von guten Stationsempfängern in den meisten Fällen garantiert. Eine efektive Bandbreite von 1 kHz bringt gegen­ über den Breitbandsystemen mit der GUNN-Diode einen Ge­ winn von etwa 1 4 dB, d. h., um diesen Betrag verringert sich die Rauschleistung i m EmpfangskanaL Die dazu notwendigen A ufwendungen beschränken sich im we­ sentlichen auf einen guten Quarzoszillator sowie auf eine Ver­ vielfacherkette mit Mischer, die bei 1 0 GHz 3 bis 5 mW mit aus­ reichend unterdrückten Rauschseitenbändern liefert. Einen sol­ chen Transverter, der von 1 44 M H z ausgeht, zeigt Bild 3. Zu dieser Anordnung, die aus R J OO-Hohlleitermaterial besteht, ge­ hört noch ein separater Oszillator, der mit einem 94,667-MHz­ Quarz betrieben wird und mit einem Vervielfachungsfaktor von 1 08 arbeitet. Bild 4 zeigt die Maßskizze für diesen Hohlraumver­ vielfacher. Mit dieser Anlage ist man in der Lage, im Frequenz­ bereich von 1 0 GHz in den Sendearten SSB und Telegraie zu arbeiten.

3.

Antennen

Eine nicht zu unterschätzende Systemverbesserung kann man im 1 0-GHz-Bereich durch Vergrößern der Antennen erreichen. Da­ bei ist aber ZU bedenken, daß sich mit wachsendem Antennen­ gewinn auch eine schärfere BündeJung der Strahlungskeule in der Horizontalen und in der Vertikalen ergibt. Ist die 3-dB-Breite der Strahlungskeule bei einem »25-dB-Horn« noch etwa ± 1 0°, so sinken diese Werte bei Spiegeln schnell auf einige Grad ab, und das bei Nebenzipfeldämpfungen von 20 dB. Erfahrungsgemäß indet man die Gegenstationen mit solchen Antennen nur, wenn man auf einem anderen Band schon eine Querverbindung hat und mit Karte und Kompaß eine gute Vorausrichtung vorneh­ men konnte. Die Betriebspraxis hat gezeigt, daß es nicht angebracht ist, für t ragbare Stationen Antennen mit mehr als 30 dB Antennen­ gewin n einzusetzen. Diese Spiegel mit rund 50 cm Durchmesser sind auch bei ungünstigen Wetterverhältnissen noch beherrsch­ bar, was man von größeren Spiegeln nicht behaupten kann.

•

•

•

•

• 10,83MHz Ein-/Ausgag

Mischdiode 1.4MHz-ZF- oder 144MHz-Sendesignal

Verdopplerdiode 384 MHz·Eingang

%

R1

V

.. 27

55 55 4 4 27

13

I

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7

Ale Gewinde · M3

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-

·

4 .

35

- -

Bild 3 Maßskizze eines Hohlraum-Verneun­ fachers nach [ 1 2] für das 1 0-G Hz­ Band

SCHALTUNG S SA M M LU N G

·

Dritte Lieferung

Kapitel 9 - Generatoren und ,Sender 1 0-GHz-Technik - Probleme und Möglichkeiten

Flansch

·

1 982

(Blatt 2)

Blatt

9-2

PrFE-Abstimmschrauben

M5x0,5

•

R10

Schnitt A-A

•

-

Rohrtrimmer 10pF

·� ·

�2

---�12,5

®

•

•

Folie p12,5

0,1dick J.

0 je nach Diode � --- PTFE

J,2 �4 Bild 4

•

�-Ms �1,5

4.

Maßskizze eines Sende/Empfangs-Umsetzers für das 1 0-GHz-Band nach [ 1 4]- Die Details sind in der Lite­ raturstelle genau beschrieben

Ausbreitungsarten

4.2.

Relexion

Bei 10 GHz spiele'n alle aus der UKW-Ausbreitung bekannten Die Tatsache, daß elektromagnetische Wellen an Gebirgen, GeMöglichkeiten eine Rolle. An dieser Stelle soll nur noch auf Be­ , bäuden usw. relektiert werden, i st nicht neu. M i t steigender sonderheiten der Ausbreitung von 1 0-GHz-Funkwellen einge­ Frequenz werden immer mehr Strukturen, wie Wände, Türme gangen werden. usw., zu passiven »Umlenkantennen«, deren Einsatz für viele SHF-Funkamateure zur Betriebstechnik gehört. Maßgebend für die Relexion von Hindernissen sind ihre Größe im Verhältnis zur Wellenlänge, ihre Form, die Oberlächen­ 4.1. Optische Sicht rauheit i m Verhältnis zur Wellenlänge sowie die Oberlächen­ leitfähigkeit. Der überwiegende Teil der Funkverbindungen auf 10 GHz ver­ Wenn man die Größe einer angepeilten Fläche in etwa abschätzen lief über optische Pfade. Man wird aber schnell feststellen, daß kann und die E ntfernung kennt, dann läßt sich für eine metal­ es gar nicht so einfach ist, in geeigneter Entfernung zugängliche lene ebene Fläche die sogenannte Zusatzdämpfung a. berechnen : Punkte ausreichender Höhe zu inden, die einen hindernisfreien Pfad ermöglichen. Hat man aber an Hand von Kartenstudien d a, = 8,7 l n - - 30,7 ; einen solchen gefunden, so ergibt sich dann für 10 GHz eine A Streckendämpfung von d - Relektorenentfernung i n m, A - efektive Fläche in m2, a, i n a = 1 13 20 1og 2 D; dB. Diese Zusatzdämpfung ist zur Streckendämpfung, die sich für 2 D - Abstand der Antennen in km, a Dämpfung in dB. den Fall der optischen Sicht ergeben würde, zu addieren. Diese Grunddämpfung nimmt bei starkem Nebel (30 m Sicht) um etwa 0,1 dB/km zu. Bei dichtem Regen ( 1 2 mm/h) muß man Beispiel mit etwa 0,3 dB/km Zusatzdämpfung rechnen. Auf die quasioptische Sicht soll nicht weiter eingegangen werden. In 1 0 k m E ntfenung von Y2300 ist der Berliner Fernsehturm Nur soviel sei noch gesagt : Die maximale streifende Quasisicht­ sichtbar, mit metallischer, aber kugeliger Oberläche. Von der weite von einer Höhe h (Meter über NN) i n Richtung See ist sichtbaren Fläche von etwa 200 m2 werden deshalb nur 5 % als ·

-

D = 4, 1 2 h .

efektiv in die Formel eingesetzt :

Diese Quasisichtweite ist u m etwa 1 6 % größer als die optische Sichtweite.

a,

= 8,7 ln

1 000 --

10

- 30,7

a,

=

8,7 6,91 - 30,7 ·

=

29,4 d B .

D iese relativ geringe Zusatzdämpfung ist gerätetechnisch zu verkraften. Ohne diesen Relektor würden überhaupt keine Funk­ verbindungen zustande kommen. Literatur [ I ] Meg/a, G . : Dezimeterwellentechnik, Abschnitt 9. 1 ., Theo­

[2]

[3] [4]

(5] [6] [7] [8] [9) [ 1 0] [I I )

[ 1 2] ·

[13] [ 1 4]

rie der Hohlleiter, Seite 270, VEB Verlag Technik, Berlin 1 96 1 , 5 . Auflage Heubusch, B./Hock, A ./Knau/, H. : Ein Sende-Empfänger für das 1 0-GHz-Band, Teil 1 , U KW-Berichte 1 6 ( 1 976), Heft 3, Seite 1 84 Hirsche/mann, K.-H.: 1 0-GHz-Amateurfunkbetrieb mit dem Gunnplexer MA-87 1 27, CQ- D L 48 ( 1 977), Heft 1 0, Seite 383 Kölplin, Th. : Hilfsdaten zum Aufbau von 1 0-G Hz-Horn­ antennen, U KW-Berichte 1 7 ( 1 977), Heft 2, Seite 1 07 Evans, D.: M icrowaves, a simpliied 1 0-GHz-Gunn Oscil­ lator, RADIO COM M UNICATION 52 (1 976), Heft 2, Seite 1 23 Vondra, R.: X-Band Trt1sceiver von OE I R V M , D UBUS 1 975, Heft 4, Seite 1 74 Heubusch, B./ Hock, A ./ Knauf, H. : Ein Sende-Empfänger für das 1 0-GHz-Band, Teil 2, U KW-Berichte 1 6 ( 1 976), Heft 4, Seite 245 Garnier, Y./Ducroux, M.: Emetter-recepteur telephonie et video, RADIO ( RFF), 50 ( 1 978), Heft 2, Seite 1 29 Vondra, R.: 1 0 GHz Gunn Oscillator with additional i n mixer - diode and tuning - varactor, D VB U S 1 978, Heft 2 , Seite 7 3 Vollhardt, D.: Das 1 0-G Hz-Amateurband - Betrachtung zur Technik, UKW-Berichte 1 8 ( 1 978), Heft 2, Seite 87 Mal/witz, V.: Eichspektrum-Generator für die M i krowellen­ bänder bis 1 0 G Hz, UKW-Berichte 1 8 ( 1 978), Heft 3, Seite 1 64 Griek, R./Münich, M.: Frequenz-Verneunfacher für das 3-cm-Band, UKW-Berichte 1 8 ( 1 978), Heft 4, Seite 227 Reithofer, J. : Sende-Empfänger für das 1 0-GHz-Band, UKW-Berichte 19 ( 1 979), Heft 2, Seite 88 Emns, D.: M icrowaves - Designs for 10 GHz bandpass ilters, RADIO COM MUNICATION 53 ( 1 977), Heft 1 2, Seite 791

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SCHALTUN G S SA M M LU N G Kapitel 1 0

-

Modellfernsteuerung

·

Dritte Lieferung

·

Blatt

1 982

10-1

Grundlagen und Entwicklungstendenzen der Modellfernsteuerung

(Blatt 1 )

1.

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Einleitung

Die in der 2. Lieferung der Schaltungssammlung, Kapitel 1 0, dargestellten Schaltungsprinzipien für Geräte der Modellfern­ steuerung wurden zielstrebig weiterentwickelt. Das Schwer­ gewicht der Anlagenentwickl ung lag dabei vor allem auf den Parametern - Variabilität der Anlage durch M odultechni k ; - geringere Bandbreite bzw. bessere Ausnutzung vorhandener H F-Kanäl e ; - Beeinlussung der Steuerkennlinie ; - Erhöhung der Stellgenauigkeit ; - Miniaturisierung von E mpfänger und Servo ; - Ausnutzung weiterer Frequenzbereiche (433 M Hz). Das Grundprinzip der H F-Übertragung von impulsförmigen Fernsteuersignalen blieb dabei erhalten. Zur Realisierung der genannten Parameter wurden unterschiedliche Schaltungslösun­ gen entwickelt, denen allen die verstärkte Anwendung analoger und digitaler integrierter Schaltkreise gemeinsam ist. Daher werden z. T. Standard-IS für Mischer, Oszillator, ZF-Verstärker und Demodulator, zur Jmpulsverstärkung, als Schieberegister u. a. wie auch spezielle, für die M odellfernsteuerung entwickelte IS verwendet. Das ausgereifte und als Standardvariante von fast allen Anlagenherstellern angewendete Kodierungsverfahren für die Fernsteuersignale ermöglichte die Entwicklung solcher Spe­ ziai-I S . Durch ihre Anwendung wird der externe Schaltungsauf­ wand bei gleichzeitiger Verbesserung mehrerer Anlagenparameter erheblich verringert. 2.

Modultechnik

I n gewissem Sinne waren die Fernsteueranlagen bisher bereits ein Beispiel für die Anwendung der Modultechnik. Der Empfän­ ger mit den über Stecker anschließbaren Aufschalteinrichtungen wie Servos, Fahrtregler, Schalter, Segelwinde u. a., ist bereits ein System von leicht und schnell wechselbaren M odulen . Damit konnte die Fernsteueranlage den jeweiligen E insatzbedingungen optimal angepaßt werden. D urch die Weiterentwicklung der Anlagen wurde die M odultechnik verstärkt angewendet. Der erste Schritt dabei waren H F- M odule für Sender und Empfänger. Die zunehmende Nutzung des 27, 1 2-MH z-Bandes durch Sprech­ funkgeräte in den westeuropäischen Ländern führte z. T. zur Zulassung neuer Frequenzbänder, z. B. solche nur für Flug­ modelle. Damit eine Fernsteueranlage auch in den traditionellen Frequenzbändern 27, 1 2 M H z und 40,68 MHz angewendet wer­ den kann, wurden für Sender und Empfänger H F-Module ent­ wickelt. Die H F-M odule sind steckbar und stellen eine preis­ günstige Lösung für den Frequenzbandwechsel dar. Der H F­ Modul für den Sender enthält das komplette H F-Teil , der des E mpfängers H F-Vorstufe mit Oszillator und M ischer. Die je­ weiligen H F- Kanäle werden an den M odulen ebenfalls mit Steck­ quarzen gewählt. Da der H F-Modul besonders beim Empfänger Abmessungen und Masse vergrößert, werden M i niaturempfänger nicht in M odultechnik gebaut. Der nächste Schritt der M odul­ technik war die Anwendung von Ausbaustufen für zusätzliche Steuerfunktionen (Steuerkanäle) am Sender, die ebenfalls über Steckverbindungen angeschlossen werden. Die Beeinlussung der Steuerkennlinie (Exponentialsteuerung, Wegverringerung), das Umwandeln von Proportional- in Schaltfunktionen und elektro­ nische Miseher werden ebenfalls durch nachrüstbare und über Stecker anzuschließende M odule für den Sender verwirklicht. 2. 1 .

Verbesserung der Störunempindlichkeit

Die zunehmende Belegung des 27, 1 2-MHz-Bands mit M odell­ fernsteIeranlagen und Sprechfunkgeräten erfordert es, einerseits die Störunempindlichkeit der M odellfernsteueranlagen zu ver­ bessern und andererseits eine bessere Bandausnutzung durch Schmalbandbetrieb zu ermöglichen. Die verbesserte Störunemp-

indlichkeit wurde durch Frequenzmodulation FM) erreicht. Vereinfacht kann man sich das so vorstellen, daß bei F M die H F vom Sender ununterbrochen mit konstanter Amplitude abge­ strahlt wird. Die I nformation steckt in einer geringen Frequenz­ schwankung der H F. Auf diese Weise läßt sich den I mpulsen des Impulstelegramms die höhere und den Pausen die tiefere Fre­ quenz zuordnen. Auf der Empfängerseite kann die H F in der Amplitude begrenzt werden . Da Fremdstörungen meist Ampli­ tudenstörungen sind und da keine Austastlücken mehr in der H F auftreten, i n denen diese Amplitudenstörungen wi rksam werden können, wächst durch F M-Übertragung und Begren­ zung im E mpfänger die Störunempindlichkeit wesentlich. Die Störunempindlichkeit wächst außerdem mit dem Frequenz­ hub, also der Frequenzänderung, der H F. Damit werden auch F M-Anteile der Störer unwirksam. Allerdings läßt sich der Fre­ quenzhub nicht beliebig vergrößern, da er mit dem zu über­ tragenden N F-Band und mit der H F-Bandbreite verknüpft ist. Die H F-Bandbreite begrenzt den Frequenzhub. Versuche haben ergeben, daß z. B . ein A M-Sender auf dem gleichen H F-Kanal am FM-Empfängerausgang (bei eingeschal­ tetem F M'Sender) nur eine solch geringe Servounruhe verur­ sacht, daß das Modell voll steuerbar bleibt. Beide Sender hatten gleichen Abstand zum Empfänger und annähernd gleiche HF­ Leistung. Durch die F M-Übertragung konnte die Störunemp­ indlichkeit erheblich verbessert werden, so daß sie heute fast alle Fernsteueranlagenhersteller in ihren Geräten anwenden.

2.2.

Geringe HF-Bandbreite

An diesem Anlagenparameter ist gewissermaßen die historische Entwicklung der Modellfernsteueranlagen abzuiesen . Ausgangs der 50er Jahre wurden die Röhrengeräte von den kleineren und leichteren Transistorgeräten abgelöst. Dabei blieb das elektro­ nische Konzept im Prinzip erhalten, nämlich z. T. frei schwin­ gende Sender und Pendelaudion als Empfänger. Dieses Konzept erforderte eine solche Bandbreite, daß in einem H F- Band immer nur eine Anlage betrieben werden konnte. Mit der Entwicklung von quarzstabilisierten Sendern und Supen als E mpfänger wurde die H F-Bandbreite B auf 20 bis 30 kHz verringert, so daß im 27, 1 2-M Hz-Band mehrere Fernsteueranlagen gleichzeitig und nebeneinander betrieben werden konnten. Damit wurde es möglich, bei Modellsportwettbewerben echte Rennen bzw. Re­ gatten (Automodellrennen, FSR-Dauerrennen, Pylon-Racing, Segeljachtregatten) auszutragen. M it der Einführung der Schmal­ band-FM-Technik ab 1 975 durch die Firma Multiplex und in der Folge auch von anderen Anlagenherstellern wurde der Betrieb im 1 0-kHz-Raster möglich. Das bedeutet, im 27, 1 2-M Hz-Band können bis zu 32 Fernsteueranlagen gleichzeitig und nebenein­ ander betrieben werden, ohne sich gegenseitig zu stören (s. Ta­ belle). 8 kHz, und für die Die Senderbandbreite beträgt maximal Bs Empfängerbandbreite gi lt BE = 7,5 kHz bei mindestens 65 dB. Nachbarkanalabsenkung. Ohne auf die recht komplizierten mathematischen Zusammenhänge einzugehen, kann folgendes festgestellt werden : Der M odulationsindex für Frequenzmodu­ lation mF berechnet sich zu =

.H

1nF = -

fmax

;

.H - Frequenzhub, n,ax - maximale NF. Der Modulationsindex liefert eine Aussage über die Größe des N utzsignal s ; er soll daher möglichst hohe Werte annehmen, um sich gegenüber Störsignalen abzuheben. Andererseits gilt aber B

�

2(.H

+

j�'"') ;

B - H F-Bandbreite.

Das heißt bei vorgegebener H F-Bandbreite, z. B. im 27, 1 2-MHz-

Tabelle

Band, B (max imal 8 kHz) muß zur Erzielung eines großen Fre­ quenzhubs fmax möglichst klein werden. Die maximale NF ist aber von den Daten des Impulstelegramms abhängig (Bild I ). Die höchsten Frequenzanteile bewirkt der schmale Auslastimpuls mit t0 = 0,2 ms, d. h. fmax ::: 2,5 kHz. Dieser bei AM ange­ wendete Auslastimpuls ist also ungeeignet. Durch Verbreiterung auf t0 = 0,4 ms erhält man lmax ::: I , 2 kHz. Der damit zu er­ zielende Frequenzhub ist ein brauchbarer Kompromiß. Länger als t0 = 0,5 ms kann der Austastimpuls aber auch wieder nicht werden, da dann die Lücke zwischen den Austastimpulsen bei kürzestem Kanalimpuls von tK I ms kleiner als 0,5 ms wird und wieder fmax erhöht. Den Ausweg suchten die Anlagenent­ wickler in einer gleitenden Atistastimpulsbreite. Mit dieser Ziel­ stellung entwickelte H. Eßl das Webra-FMSI-System. FMSI i s t d i e Abkürzung für Frequenz-Modulation mit symmetri­ schen Impulsen. Dabei ist der Austastimpuls genauso lang wie die folgende Lücke. Bei Mittelstellung aller Steuerknüppel ergibt sich damit ein fmax ::: 1 kHz. Damit kann der Hub maximal H ::: 3 kHz betragen.

Frequenztabelle für das 27, 1 2-MHz-Band

0 AM-Frequenzkanäle + In der D D R durch Funksprechgeräte mitbenutzt

Kanal

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32

Sendefrequenz

0 0

+ 0

+ 0

0

+

+

0 +

+ 0 0

+

+

0 + 0

+ +

0

0

f

a)

u

+

in kHz

Sendersteckquarz i n kHz

Empfänger­ steckquarz in kHz (ZF = 465 kHz)

26965 26975 26985 26995 27 005 27 0 1 5 27025 27035 27 045 27 055 27 065 27 075 27085 27095 27 1 05 27 1 1 5 27 1 25 27 1 3 5 27 1 45 27 1 55 27 1 65 27 1 75 27 1 85 27 1 95 27 205 27 2 1 5 27225 27 235 27 245 27255 27 265 27275

1 3 482,5 1 3 487,5 1 3 492,5 1 3 497,5 1 3 502,5 1 3 507,5 1 3 5 1 2,5 1 3 5 1 7,5 1 3 522,5 1 3 527,5 1 3 532,5 1 3 537,5 1 3 542,5 1 3 547,5 1 3 552,5 1 3 557,5 13 562,5 13 567,5 1 3 572,5 1 3 577,5 13 582,5 1 3 587,5 13 592,5 13 597,5 1 3 602,5 1 3 607,5 1 3 61 2,5 13 61 7,5 1 3 622,5 1 3 627,5 1 3 632,5 1 3 637,5

26500 26 5 1 0 26 520 26530 26 540 26550 26560 26570 26580 26590 2660 26610 26620 26630 26 640 26650 26660 26670 26680 26690 26 700 26 7 1 0 26720 26730 26740 26750 26 760 26770 26780 26790 26 800 26 8 1 0

20

, 1,5m�

=

.- --

Beeinlusung der Steuerkennlinie

2.3.

Stellte die Entwicklung der proportionalen Steuerung bereits einen großen Fortschritt in der Modellfernsteuerung dar, denn sie ermöglichte das vorbildgetreue Fahren und F liegen der Modelle, so suchten die Elektronikingenieure nach noch besserer Anpassung der Steuerkennlinie an die jeweilige Aufgabe. Im ein­ fachsten Fall ist das die Umwandlung der Proportionalfunktio­ nen in eine Schaltfunktion. Für bestimmte Anwendungen, z. B . Elektromotor ein- u n d ausschalten o d . ä . , i s t der einfache elek­ tronische Schalter günstig. · Auf Schifsmodellen sind aber oft mehrere Schaltfunktionen gleichzeitig und unabhängig vonein­ ander zu betätigen, so daß dafür nicht die ausreichende Anzahl Proportionalfunktionen zur Umwandlung zur Verfügung steht. D urch die Anwendung digitaler Zählschaltungen können 4 bis 6 simultane Schaltfunktionen statt einer Proportionalfunktion ausgeführt werden. Die dafür erforderlic�n Module für Sender und E mpfänger werden als Nautic-Module oder Multinaut-Mo­ dule (je nach Anlagenfabrikat) bezeichnet. Bestimmte Anwen­ dungen, vor allem in schnellen Modellen, erforderten eine Ver­ ringerung des R uderausschlags für bestimmte Betriebsfälle, wäh-

5ms -

u

f

�

-

.--

20 25 ms ..-

..-

Q.ms

..-

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20. .25ms

c)

uf

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Q5 t

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o.2ms b)

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-

Bild I

Impulstelegramme (für 2-Kanal-Sender) : a - für A M ; b - für Schmalband­ FM ; c - symmetrisches Impulstelegramm für Schmalhand-FM

SCHALTUNG SSAM M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel l 0

-

Modellfernsteuerung

Grundlagen und Entwicklungstendenzen der Modellfernsteuerung

(Blatt 2)

•

•

rend für andere Betriebsfälle wiederum der normale bzw. volle R uderausschlag gebraucht wird. Für diesen Zweck wurden Sen­ dermodule zur Wegumschaltung, auch als Dual-Rate bezeichnet, entwickelt. Die Exponentialsteuerung vereinigt dann beide Varianten der Steuerwegcharakteristik ohne Umschaltung, d. h. bei kleinen Knüppelausschlägen verringerter R uderweg ; voller Knüppelausschlag entsprechend voller R uderweg. Andere An­ wendungen im Modell erforderten die Überlagerung bzw. M i­ schung von Stellbewegungen,' z. B. die M ischung von Höhen­ und Seitenruder an Deltalugmodellen oder Flugmodellen mit V-Leitwerk, die M ischung von Quer- und Seitenruder ; die M i ­ schung von kollektiver Blattverstellung, G a s u n d (oder) Heck­ rotor am Hubschraubermodell u. a. M i t dem elektronischen Miseher am Sender kann das Mischverhältnis stufenlos einge­ stellt werden ; er läßt sich zu- und abschalten. Die Kombination von mehreren Mischern ist möglich. Andere Anwendungen wie­ derum erfordern ungleiche Ruderausschläge nach beiden Seiten, z. B. Querruder. Die Steuerungscharakteristik läßt sich mit dem Diferentialmodul am Sender realisieren. Diese Auswahl macht deutlich, daß mit der Elektronik durchaus auch spezielle An­ forderungen erfüllt werden können.

2.4.

Erhöhung der Stellgenauigkeit

Die Stellgenauigkeit teilt sich in drei Komponenten :

•

•

•

- Auflösung, d. h. kleinstmöglicher Stellweg, z. B . am Servo ; - Wiederkehrgenauigkeit, z. B. nach einem R uderausschlag; - Linearität des Ruderausschlags. Alle drei Komponenten wurden in den letzten Jahren erheblich verbessert, so daß gute Servos Auflösungen und Wiederkehr­ genauigkeiten von < 1 /� bis zu 0,5 % erreichen. Diese Entwick­ lung wurde durch die Anwendung von vollintegrierten Servo­ schaltungen, Präzisionspotentiometern, Metallgetrieben und­ Präzisionsmotoren erreicht. Neben der Verbesserung der Stell­ genauigkeit wurden bei den Servos auch Stellkraft und Stell­ ges7hwindigkeit gesteigert. 2.5.

Miniaturisierung von Empfänger und Servos

Solange Modellfernsteueranlagen gebaut werden, sind geringe Masse und kleines Volumen eines der wesentlichen Ziele der Anlagenentwickler. Der Kompromiß wurde dabei immer zwi­ schen Zuverlässigkeit, Reichweite, Betriebszeit und Zahl der fern­ gesteuerten Funktionen (Kanäle) einerseits und kleiner M asse sowie geringen Einbauabmessungen andererseits gesucht. Die Entwicklung von Bauelementen mit niedrigem Eigenleistungs­ bedarr (CMOS-Schaltkreise) ermöglicht es einerseits, die Kapa­ zität der Batterie und damit ihrer M asse zu vermindern. Anderer­ seits beeinlußt die Anzahl der angeschalteten Servos die Batte­ riekapazität. Für schnelle und starke Servos sind hochbelastbare Batterien erforderlich, damit die unvermeidlichen Spannungs­ einbrüche nicht so stark werden, daß sie die Funktion der Anlage beeinträchtigen. Solche hochbelastbaren Batterien mit entspre­ chender Lebensdauer und Zuverlässigkeit stehen dem M odell­ bauer i n Form von N ickel-Cadmium-Sinterzellen zur Verfügung. Die Kapazität der Batterie ist auf die Betriebszeit und auf die Zahl der angeschlossenen Servos abzustimmen. Neben dem Trend zur Verwendung kleinerer und leichterer Batterien ist aber auch das Bestreben festzustellen, immer kleinere und leichtere Empfänger sowie Servos zu entwickeln. Der Stand 1 98 1 ist : bei Empfängern bei Servos

3-Kanai-Empfänger 25 bis 30 g, ?-Kanal-Empfänger 35 bis 40 g ; K leinstservos 1 6 bis 20 g mit 1 0 N cm Stellkraft, Standardservos 35 bis 50 g mit 1 8 bis 45 N cm Stellkraft. ·

·

2.6.

Blatt

10-2

UHF-Fernsteueranlagen

Die zunehmend stärkere Belegung des 27, 1 2-MHz-Bands durch andere Funkdienste (Sprechfunk und Modellfernsteueranlagen) zwang die Anlagenentwickler, nach Auswegen zu suchen. Eine Möglichkeit besteht i n der Anwendung der bereits genannten Schmalbandtechni k . Die andere M öglichkeit ist die Erschließung weiterer Frequenzbereiche. In einigen Ländern sind neben 27, 1 2 M Hz und 40,68 MHz noch Frequenzen im 35-MHz- und im 72-MHz-Band zur Modellfernsteuerung freigegeben. A ller­ dings sind die damit zur Verfügung stehenden Fernsteuerkanäle nicht sehr zahlreich und meist auch an bestimmte Auflagen ge­ bunden. E i nen Ausweg bietet das 433-MHz-Band mit der Band­ 50 kHz breite ± 868 kHz, in dem 65 Fernsteuerkanäle mit BK Kanalbandbreite oder 1 30 Fernsteuerkanäle mit BK 25 kHz untergebracht werden können. Allerdings erfordert das 433M Hz-Band sender- und empfängerseilig völlig andere konstruk­ tive Lösungen, bei denen sich die M odultechnik für H F-Module nicht anwenden läßt. Der Schmalbandbetrieb mit BK = 25 kHz erfordert zudem auch neue H F-Selektionsmittel, die diesen An­ forderungen gerecht werden. All das führte dazu, daß bei der Entwicklung der 433-M Hz-Anlagen noch mit unterschiedlichen Varianten experimentiert wird. D iese Anlagen sind noch teuerer als z. B. die für 27, 1 2 M Hz, und die 433-MHz-Empfänger sind auch schwerer. Eindeutig ist das Bestreben der Anlagenent­ wickler, auch bei 433 M Hz mit Wechselquarzen und unterschied­ lichen Varianten von Schaltmodulen zu arbeiten. = =

•

•

•

•

•

SCHALT U N G S SAM M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 1 0

-

•

•

•

Fernsteueranlage

start

dp

Die D DR-Fernsteueranlage starl dp kennen die Leser bereits aus der 2. Lieferung der Schaltungssammlung. I n der Zwischenzeit wurde der Empfänger weiter- und ein Fahrtregler mit Umpolung neuentwickelt.

1.1.

Fernsteuerempfänger start dp (Variante 4/4)

Auffallendes M erkmal des neuen start dp-Empfängers (Bild 1 ) ist der E mpfängerschaltkreis A 244 D aus dem V E B Kombinat Mikroelektronik, der H F-Vorstufe, Oszillator, M ischstufe und ZF-Verstärker vereinigt. Neben verbessertem G roßsignal- und Regelverhalten wird auch die Selektivität durch Verwendung von 2 keramischen Filtern ( F3 und . F4) gesteigert. Für die Spiegelfrequenzfestigkeit sind wie beim bekannten Transistorempfänger die beiden LC-K reise LI , C l und L2,C2 ver­ antwortlich. An den Anschlüssen 4 und 6 des IS ist der interne Oszil lator angeschlossen, der extern mit dem Steckquarz und dem Schwingkreis L3, C3, C4 beschallet wird. Das LC-Filter F l paßt den Z F-Eingang des I S a n die keramischen Filter F 3 F4 an. Das Filter F2 ist ein einfacher, auf die ZF abgestimmter Reso­ nanzkreis. Die ZF wird an der Diode D I demoduliert, ebenso die Regelspannung für die Z F-Regelung an Anschluß 9. An 3 könnte zusätzlich die H F geregelt werden. Anschluß 1 0 stellt einen Tndikatorausgang dar, der lediglich für den Abgleich von Interesse ist. Die I mpulsverstärkung übernehmen die Transi­ storen Tl bis T3. Zur Impulsauswertung wird wiederum die· bewährte Schieberegisterschaltung mit npn- und pnp-Transi­ storen (Vierschichtdioden-Ersatzschaltung) angewendet. Transi­ stor T5 taktet das Schieberegister, und T4 st:llt es nach dem Durchlauf des I mpulstelegramms zurück, d. h. synchronisiert Empfänger- und SenderimpulsteiL Solange keine IS in Lew­ power-Technik (Kieinleistungs-IS) oder in C MOS-Technik zur Verfügung stehen, bietet das Schieberegister mit Transistoren in bezug auf geringen Strombedarf und Betriebssicherheit auch bei sinkender Spannung Vorteile. Bild 1

Fernsteuerempfänger start dp, Variante 4/4

1.2.

( Blatt 1 )

Fahrtregler it Umpolung für

start

dp

Der Fahrtregler ist im Interesse eines geringen Eigenleistungs­ bedarfs ebenfalls in konventioneller Transistortechnik aufgebaut ( Bild 2). Der Referenzgenerator mit T l und T2 wurde von der Servoschaltung für die start dp übernommen. Der Kanaliinpuls triggert den Referenzgenerator, der den negativen Referenz­ impuls (M I ) erzeugt. Am Vergleichspunkt M2 entsteht, je nach­ dem, ob der positive Kanalimpuls länger oder kürzer als der negative Referenzimpuls ist, ein positiver oder ein negativer· Rest­ impuls. Ein positiver Restimpuls an M 2 gelangt über C5 und D3 auf M4 und macht T5 leitend. Dadurch wird C7 teilweise ent­ laden (M5). Das M a ß der Entladung von C7 läßt sich mit R l 6 einstellen. Der Restimpuls kann maximal 0,5 m s lang sein und wird etwa alle 20 ms wiederholt. Um die Drehzahl des ange­ schlossenen Elektromotors zu steuern, muß der Restimpuls ge­ dehnt werden, d. h. /R 0 = n = 0; tR = 0,5 ms = n = volle Drehzahl mit V = volle Spannung. Folglich muß der Restimpuls von /R 0,5 ms auf 20 ms ge­ dehnt werden, damit der M otor bei voller I mpulslänge die volle Spannung erhält (Bild 3). Für Impulszeiten tR < 0,5 ms stellt sich die Klemmenspannung am M otor im M i ttel auf niedrigere Werte als U8 (Batteriespannung) ein, so daß damit auch die Drehzahl geringer ist. Anders ausgedrückt : Über das Tastver­ hältnis der M otorspannung ist die Drehzahl des M otors von 0 bis zum M aximum stufenlos und proportional zur Impulslänge einstellbar. Ein negativer Restimpuls an M P2 macht T3 leitend, so daß der Restimpuls negiert und wiederum über T5 an C7 ge­ dehnt wird. Für den negativen Restimpuls spiel' sich dann der analoge Vorgang wie für den positiven Restimpuls ab. Da der negative Restimpuls aber auch T4 über T3 leitend macht, zieht das Relais A an, und über den Kontaktsatz wird der Motor umgepolt. Damit ist mit negativem Restimpuls die M otordreh­ zahl in der entgegengesetzten Richtung stellbar. Die Transi­ storen T6, T7 und T8 formen und verstärken den gedehnten Restimpuls so, daß damit T I O den M otor an die Betriebsspan­ nung an- und abschaltet. Die Diode D6 arbeitet als Freilauf­ bzw. Schutzdiode für T I O. "

=

� +2,5V +SV 2� -0 --

Bu rt

•

10-3

Modellfernsteuerung

Beispiele moderner Fernsteueranlagen

1.

Blatt

T3, 5

°K3° K1 Bu ws

1

4

0 o0

236

T 1 , 2, 4 , 7 u. 9 : SC ,6 u. 8 : KT 3107

+25V 2

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-

T7,2,< .. . 7 n,Bu. 9 : 01 . . . 3 :

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MPI

MP2

MP3

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SC236

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Motor

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2

2

Bild 2

Fahrtregler mit Umpolung für

K3

start dp

Bu gr

_ u L

Bild 3

Impulsdiagram m des Fahrtreglers

start dp

t

I I

•

I

_ _T Rchtslauf

Linkslauf

•

t

halbe Drehzahl

Fernsteueranlage Signal 'M 7

Die Fernsteueranlage Signal FM 7 wird vom VEB Piko Sonne­ berg hergestellt. Es ist eine freq uenzmodulierte Schmalband­ anJage für 27, 1 2 M Hz und den Betrieb im 1 0-kHz-Raster. Sender und Empfänger sind voll auf 7 Kanäle ausgebaut und in der Version 1 98 1 nicht für M odulbetrieb vorgesehen. Die H F-Ka­ näle werden mit Steckquarzen eingestellt. Der Hub beträgt H = (2,5 ± 0,2) kHz. Das Impulstelegramm ( Bild 4) hat die Daten : \.

Synchronisierimpuls ( Pause) Kanalimpuls Auslastimpuls

•

•

I

L �

halbe Drehzahl

2.

7

lp = 11

10

= =

( 1 5 ± 2) ms

( 1 ,6 ± 0,4) ms

(0,4 ± 0,05) ms.

Die Kanalimpulse werden damit alle 25 ms wiederholt und kön­ nen mit den Steuerpotentiometern am Sender um ± 0,5 ms va­ riiert werden.

SCHALTUN G S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 1 0 - Modellfernsteuerung Beispiele moderner Fernsteueranlagen

u

t

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2. 1 .

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"15±2lms 1;= (1,6 ±O,:)ms t0=(0,4±0,5)ms

t

Impulstelegramm der A nlage Signal FM 7

Sender Signal FM 7

Die gesamte Senderelektronik (Bild 5) ist auf einer Leiterplatte aufgebaut. Das Impulsteil (Koder) stellt eine gemischte Schal­ tung aus Transistoren und einem IS dar. Tl und T2, als astabiler M ultivibrator geschaltet, bilden den Taktgenerator. M it den Transistoren T3, T4 und T5 wird das Signal für den Datenein­ gang der IS I , einem Doppel-4-bit-Schieberegister in C MOS­ Technik, gewonnen. Die Transistoren T6 bis T 1 2 liegen als Schalter an den Ausgängen des Schieberegisters und schalten die Steuerpotentiometer RJ 02 bis RJ 08 nacheinander an die Kon­ stantstromquelle mit T13. Die Konstantstromquelle liegt an der Basis von T2 und beeinlußt die Ladevorgänge von C4 und da­ mit die Kippzeit des Taktgenerators, der die entsprechenden Kanalimpulse erzeugt. Die Breite der Auslastimpulse t0 ist durch die Zeitkonstante t0 � 0,7 R2 C2 = 0,42 ms vorgegeben. Der erste Impuls am Kollektor von T2 entlädt C5 über T3, so daß am Kollektor von T4 der Resetimpuls für das Schieberegister IS I entsteht. ln den Impulspausen (t; - t0) lädt sich C5 über R7 und R8 nicht weit genug auf, so daß eine volle Impulsgruppe durch das Schieberegister laufen kann. Erst während des Syn­ chronisierimpulses von t0 = 1 5 ms kann sich C5 so weit auf­ laden, daß ein neuer Resetiipuls entsteht. Nach dem Durchlauf einer Impulsgruppe sperrt T l 3 , so daß der Synchronisierimpuls mit der Zeitkonstanten von R3 und C4, t0 � 0,7 R3 C4 � 1 5 ms, entsteht. Diese Auslegung des K oders hat folgende Vorteile : I . An das SchiebeFegister können wahlweise l bis 7 (eigentlich 8, da Ausgang 8 nicht belegt ist) Steuerpotentiometer angeschlos­ sen werden, ohne daß Fehlfunktionen entstehen. 2. Die Steuerpotentiometer sind in der Zuordnung bzw. Reihen­ folge beliebig wählbar. Konstruktiv ist das so gelöst, daß die Steuerpotentiometer an einer Buchsenleiste über Stecker an­ geschlossen sind. 3; Im Prinzip kann durch »Umdrehen« der Steuerpotentiometer die Stellrichtung umgekehrt werden. Das ist jedoch im Sender nicht vorgesehen. Das I mpulstelegramm wird an M O l abgegrifen und moduliert über Tl4 den Oszillator des H F-Teils. Der quarzstabilisierte Oszillator mit T l 5 arbeitet in kapazitiver Dreipunktschaltung . Abweichend vom internationalen Standard ist dieser Oszillator für Grundwellenquarze ausgelegt. Seine Frequenz wird über die Kapazitätsdioden D6 und D7 gezogen und damit im Takt der Impulse moduliert. Um die geforderte Schmalbandigkeit zu er­ reichen, wurde dem Oszillator mit R27, C l 7, R28, C I S, R29, R32, C22 ein RC-Tiefpaß vorgeschaltet. Die Stufe mit Tl7 wirkt als Frequenzverdoppler, so daß mit dem Filter L3, C32, C33 die erste Oberwelle (27, 1 2 M Hz) ausgeiltert und von T l 8 verstärkt wird. T l 8 arbeitet als Treiber für die H F-Endstufe m i t den par­ allelgeschalteten Transistoren T l 9, T20. Durch Umschalten des Kollektorwiderstands von T l 8 (Parallelschalten von R l O l zu R47) läßt sich die i n der Endstufe erzeugte HF-Leistung i n 2 Stu­ fen (50 und 1 00 %) umschalten. Für den normalen Fernsteuer­ betr�eb mit einer Bodenreichweite bis l 000 m genügt die Sende­ leistung von 50%.

(Blatt 2)

Blatt

10-4

D ie Umschaltung auf 1 00 % ist sicherlich nur i n Sonderfällen, z. B. bei Störungen durch andere Anlagen, ungünstige Empfangs­ bedingungen ( Relexionen, Polarisation der Antenne) od. a., erforderlich. M an bedenke, daß die Betriebsstufe 1 00 % die Be­ triebszeit auf weniger als die H älfte verkürzt. Die ausreichende Oberwellenunterdrückung sichert das Doppel-n-Filter mit C40, L8, C4 1 , C43, L9, C44 in der Endstufe. Die Sendeantenne wird mit L I O auf Resonanz abgestimmt. Interessant für den Benutzer ist auch die Doppelausnutzung des Anzeigegeräts I I zur Batte­ riekontrolle (gespreizte Anzeige) oder umschaltbar zur H F­ Kontrolle. Die Leiterplatte ist an der Oberseite im Sendergehäuse eingebaut (Bild 6) ; der Quarz läßt sich von außen einstecken. Die Antenne wird in ein K ugelgelenk eingeschraubt. Alle Be­ dienteile (Steuerknüppel, Steuerschieber und Schalter) sind auf der Senderoberseite angebracht und gut zugänglich (Bild 7). Die in einem Batteriefach untergebrachten gasdichten Nickel-Cad­ mium-Akkumulatoren (2 x 5 Knopfzellen 0,5 Ah) können über eine Buchse geladen werden. Der Sender ist für den Lehrer• Schüler-Betrieb eingerichtet.

2.2.

Empfänger Signal MF 7

Der Empfänger wurde durch 2 über Stecker verbundene Leiter­ platten voll auf 7 Kanäle ausgebaut. Das Empfangsteil (Bild 8)

Bild 6

Innenaufbau des Senders Signal FM 7

Bild 7

Gestaltung der Oberseite des Senders Signal FM 7

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T1 , T2, T. . . T12,

T14 , T15, T16 : SS 218D 0 ,25 W

6

0.125W

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Kanal 1 2 3

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5

6 7

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14

15 16 17 18

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102 103 10.

105 106 107 108

T 6 7

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10 11

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10

11 12 13 1.

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insalz der Bauelemente siehe Tabelfe

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Bild 5 Stromlaufplan des Senders Signal

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FM 7

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J ist mit Transistoren und 2 lS bestückt. Transistor T l arbeitet als rückwirkungsfreie H F-Vorstufe in Basisschaltung. Die Emp­ fänger-l S A 244 D ist über das Filter F l an die H F-Vorstufe an­ gekoppelt. ln der E mpfänger-I S werden Misch- und ZF-Ver­ stärkerfunktion ausgenutzt. Transistor T2 · bildet den quarz­ stabilisierten Oszillator. Die Selektion des Z F-Signals über­ nehmen das keramische Filter FCD und das LC-Filter F3, das das keramische Filter an den lS-Eingang anpaßt. Bedingt durch das keramische Filter arbeitet der Empfänger, abweichend vom internationalen Standard, mit der ZF 465 kHz (s. auch in der Tabelle zu Blatt 1 0- 1 ). Um das G roßsignalverhalten des Emp­ fängers in unmittel barer Sendernähe zu verbessern, ist das ZF­ Tcil geregelt . Die Regelspannung wird mit D 1 gewonnen und über R6 an Anschluß 9 IS I zugeführt. Bedingt durch C10 =

4,7 LF ist diese Regelung recht träge. Eine weitere Z F-Verstär­ kung übernimmt IS 2, die das ZF-Signal auch begrenzt und de­ moduliert. Zur Demodulation ist der Phasenschieberkreis mit F4 angeschaltet. Die Impulsverstärkung bewirken T I OI bis T I 03 . Das am Kollektor von T 1 03 anliegende steillankige Im­ pulstelegramm wird direkt auf den Takteingang der als Schiebe­ register arbeitenden IS 1 0 1 geführt. Die IS 1 0 1 ist die gleiche wie im SenderimpulsteiL Die Kanalimpulse können an den als Impe­ danzwandler geschalteten Transistoren T 1 08 bis T l l 4 abge­ grifen werden. Nach dem Durchlauf der Kanalimpulse wird C l 02 über R l 09 i n der Synchronisierpause t0 = 1 5 ms aufge­ laden und setzt über Anschluß 7 das Schieberegister zurück, d. h., Empfänger und Sender werden damit synchronisiert. U m Rück­ wirkungen von den Aufschalteinrichtungen (Servos) über die /

•

- Modellfernsteuerun

Blatt

SCHALTUNG S SA M M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Ka itel 1 0

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Beispiele moderner Fernsteueranlagen

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C101

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10-6

(Blatt 4)

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T101 ,n021 710. , 7106 . . . Jn.:SS218D

Empfängerbatterie auf den Empfänger zu vermeiden, wurde mit T I 05, T I 06, T l 07 eine aufwendige Stabilisierungsschaltung ein­ gefügt. Durch den Zweiplattenaufbau ist der Empfänger recht kompakt (Bild 9).

2.3.

Servo Signal

Für das Servo wird die vollintegrierte Elektronik SN 28654 verwendet (Bild l 0). D iese IS enthält alle für ein Servo erforder­ lichen Funktionsstufen, wie Referenzgenerator, Vergleichsstufe und Ausgangsstufe in Brückenschaltung. Durch externe Beschaltung wird die JS der Anlage und der Servomechanik angepaßt. Das RC-Netzwerk mit dem Servo­ potentiometer R l l an den Anschlüssen 5 und 6 paßt die Impuls-

•

1

zei t von t1 = ( 1 ,6 ± 0,4) ms an, und die RC-Giieder R6, R7, CJ sowie R8, R9, C2 gleichen die Wiederholzeit von 7 t + tp < 25 ms an. M i t R I O wird die D ämpfung des Servos und mit C7 der Tot­ bereich (relativ groß) eingestellt. Das Filter C8, L I , C9, C I O entstört den Servomotor. I n Abmessungen, Stellzeit und Stell­ genauigkeit entspricht das Servo dem internationalen Stand. Das Servogetriebe besteht aus Plast ; die Elektronik wurde im Gehäuse untergebracht. Das Servo wird mit einer Vierpunkt­ befestigung unter Beilegen von Gummitüllen im Modell mon­ tiert.

3.

Die in Blatt 1 0- 1 erwähnte Weiterentwicklung auf dem Gebiet der Fernsteueranlagen ist am deutlichsten an den Schaltungen der Professionalanlagen abzulesen. Zum Frequenzbandwechsel sind sie mit H F-Steckmodulen ausgerüstet. M i t einem aufwen­ digen Senderimpulsteil und entsprechenden Modulen kann die Steuerkennlinie in fast jeder gewünschten Form beeinflußt wer­ den, z. B. Mehrfachschalter Multinaut, Exponential- bzw. Pro­ gressivsteuerung oder Diferentialsteuerung, Wegumschaltung u. a. Die Professionalanlagen zeichnen sich aber nicht nur durch M odultechnik, sondern auch durch veresserte Stellgenauigkeit (0,5 bis I /�). temperaturstabiles Verhalten, schnellere, stärkere Servos u. a. aus. Als Beispiel zum derzeitigen Weltstand sei das Senderimpulsteil der Anlage Multiplex-Professional betrachtet. 3.1.

Bild 9

Innenaufbau des Empfängers Signal FM 7

Fernsteueranlage Multiplex-rofessional

Proi-Mdul-Sender

Das Senderimpulsteil ist vollintegriert aufgebaut (Bild I I ). Der Timer IS 4 erzeugt als Monolop den Auslastimpuls von 0,4 ms

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Bild 1 0 a - Stromlauf­ plan des Servos Signal; b - In­ nenaufbau des Servos Signal; c - Servo Signal

•

•

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Konstantstque/le Komparator erstärk?r � --,� 01 02

Laden, Lehrer ­ Schüler

Bul zum HT-Teil

[

- (] Zellen)

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+ Akkumulator I

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+ Akkumulator 1 Zellen)

Bild I I Senderimpulsteil

Austast-/Umtastmooflop

Taktoszillator

Steuergeber der Zusatzfunktionen

•

Multiplex-Professio­ nal

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Blatt

SCHALTUNGSSAM MLUNG · Dritte Lieferung · 1 982

10-7

Kapitel 1 0 - Modellfernsteuerung Beispiele moderner Fensteueranlagen

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(Blatt 5)

Länge ; der Timer IS 5 arbeitet als Taktgenerator (astabiler Multivibrator). Die Taktzeit von 25 ms wird mit R l 5 eingestellt. Die Steuerpotentiometer I bis 7 schaltet der vom Zähler IS 2 gesteuerte 8-Kanal-Multiplexer nacheinander an das zeitbestim­ mende G l ied (T2). Damit wird die Ladezeit des Kondensators CJ in Abhängigkeit von der Steuerpotentiometerstellung variiert. Um einen exakt linearen Ladespannungsverlauf (Sägezahn) zu erzielen, wird C3 über die Konstantstromquelle mit T l aufge­ laden. Den Verlauf der Ladespannung an C3 mit der am Ausgang von IS 1 /I liegenden Spannung vergleicht der Komparator IS I / I I . D i e A usgangsspannung von l S I /I weicht j e nach Steuerpotentio­ meterstellung um einen deinierten Betrag (Verstärkung des OPV)

Der Senderquarz ist i m Modul ebenfalls steckbar. Bei der Ge­ staltung der Fernsteuersender hat sich eine fast einheitliche Bau­ form herausgebildet. Auf der Senderoberseite sind die beiden Steuerknüppel mit spielfreier Mechanik grifgünstig angeordnet. Es können lange oder kurze Steuerknüppel eingesetzt werden. Die Steuerschiebe·r für die Kanäle 5 und 6 beinden sich neben den Steuermechaniken ; dazwischen sind die Lade- und D iagnose­ buchse und das K ontrollinstrumen! angeordnet. Die Ausbaumodule für Mischer, Steuerwegumschaltung, Ex­ ponentialsteuerung u, ä, werden an der Stirnseite rechts und links neben der Antenne eingesetzt.

positiv oder negativ von

3.2.

Us

Us

ab. Exakt wird mit R9 und T T R I O am nichtinvertierenden Eingang von TS 1 / I eingestellt. Der Komparator J S 1 / rf schaltet in dem Augenblick um, wenn an beiden Eingängen die SpannJng gleich groß ist, und triggert da­ mit das Auslastmonolop IS 4. Der Auslastimpuls wird zur M o­ dulation benutzt und schaltet gleichzeitig den Zähler eine Stufe weiter. Das Setzen des Zählers übernimmt der Taktoszillator IS 5 am Anschluß I von IS 2. Durch die Ansehaltung der Steuer­ potentiometer an I S 1 / I kann die Steuerkenr.linie für Steuerweg­ verkürzung bzw. Exponentialsteuerung, Mis:her u. a. beeintußt werden . Das H F-Teil des Professionalsenders ist als Steckmodul ausgebildet (Bild 1 2). Das Impulstelegramm durchläuft den Tief­ paß R207, R208, R203, C202, R204, C203, R205, C204, R206, um die geforderte Schmalbandigkeit (Verschleifen der Impulslanken) zu erzielen. !. Der quarzstabilisierte Oszillator mit T201 schwingt auf

;F .

Der Oszillator arbeitet in kapazitiver D reipunktschaltung, je­ doch mit Oberwellenquarzen. Die Kapazitätsdiode D203 zieht die Quarzfrequenz; damit wird die HF frequenzmoduliert. Die Treiberstufe mit T202 ist auf die erste Oberwelle des Oszillators abgestimmt. Um die geforderte Oberwellenunterdrückung zu er­ zielen und H F-Einstreuungen zu vermeiden, sind die Spulen ab­ geschirmt. Das Coins-Filter (Doppel-:- Filter) mit C21 4, 'L6, C21 5, L 7, C21 6 unterdrückt die Oberwellen und paßt die An­ tenne an. Mit L S wird die Antenne auf Resonanz abgestimmt. Eine Besonderheit des HF-Teils besteht darin, daß die Betriebs­ spannung für den Oszillator über T20 und die Lade- bzw. Dia­ gnosebuchse des Senders abgeschaltet werden kann (am Impuls­ teil von Bild 1 1 noch nicht vorgesehen). Das ermöglicht es, Sen­ der und E mpfänger über ein Diagnosekabel 'zu verbinden und die Funktion der Anlage im M odell zu überprüfen, ohne daß H F abgestrahlt wird. Diese Möglichkeit ist besonders bei Wett­ kämpfen eine wichtige Hilfe, wenn letzte Einstell- oder Repara­ turarbeiten ausgeführt werden sollen, ohne daß man andere An­ lagen stört. Der Sender-HF-Modul ist i n einem festen Plast­ gehäuse untergebracht, das im Boden des Senders eingesteckt wird.

Modul-Empfänger Multiplex

Die Entwicklung bei den Fernsteuerempfängern zeichnet sich durch weitgehende I ntegration im H F- und Impulsteil aus. Be­ dingt durch die Bauelemente sind die Unterschiede zwischen den Schaltungslösungen der einzelnen Hersteller nur noch ge­ ring. Bei fast allen Fernsteuerempfängern westeuropäischer Her­ steller werden im H F-Teil die Siemens-IS S 042 P und S 041 P verwendet. Die IS S 042 P vereinigt E ingangs-, M isch-, Oszilla­ tor- und Z F-Stufen, Die l S S 041 P enthält ZF-Begrenzer und Demodulator. Bei dem Modul-Empfänger der A nlage Multiplex werden die H F-Vorstufe und die Oszillatorstufe mit Steckquarz als Modul an den ZF- und Dekoderbaustein angesteckt (Bild 1 3). Die ZF"Selektion bewirken hochwertige keramische Filter (K F l , K F2), die über LC-Filter Fi l und Fi2 a n die IS angepaßt werden. Zur Demodulation ist der Diskriminatorkreis mit Fi3 vorge­ sehen. Der Operationsverstärker fS 3 verstärkt' das Impuls­ signal. Durch die Re-Kombination R6, C 1 9 am nichtinvertie­ renden Eingang wird aus den ankommenden Impulsen eine Be­ zugsspannung gebildet, die Störungen unterdrückt. Bei fehlen­ dem Signal wird durch diese Schaltungsvariante eine gute Rauschunterdrückung erzielt. Das verstärkte Impulssignal taktet das CMOS-Schieberegister IS 4. Die Synchronisation be­ wirkt T l in Verbindung mit C22 und mit dem zweiten OPV von JS 3. C22 kann sich nur in der Synchronisationspause so weit auf­ laden, daß am Ausgang von IS 3 (Anschluß 6) der Rücksetzimpuls für das Schieberegister entsteht. Um den gesamten Empfänger von den A ufschalteinrichtungen zu entkoppeln, wird die Speise­ spannung über T2 stabilisiert. Dadurch wirken sich kurze Span­ n ungseinbrüche beim gleichzeitigen Anlaufen mehrerer Servos oder beim Anziehen von Relais nicht auf die Funktion des E mpfängers aus.

Bild 1 2 Stromlaufplan Sender-HF-Modul

Multiplex FM

FM -HF-Modul

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Bild 1 3 Stromlaufplan des M odul-Empfängers der Anlage Multip/ex

+ 5V ---·

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(Mini - Servo )


3.3.

Micro-IS-Seno

Die Servos waren die ersten Anlagenteile, für die spezielle IS entwickelt wurden. Die Servo-IS ermöglichten dann auch, die Parameter der Servo, wie Stellgenauigkeit, Stellgeschwindigkeit, Stellkraft und vor allem M asse und Abmessungen, entscheidend zu verbessern. Im Unterschied zum Servo-IS SN 28654 von Bild I 0 sind an die JS SAK 150 2 pnp-Transistoren angeschaltet (Bild 1 4). Dadurch wird die IS entlastet bzw. kann höhere

Bild 1 4 Stromlaufplan des Micro-Servo der Anlage Multiplex

Ströme verarbeiten. Im Verhalten und i n der Außenbeschaltung . bestehen nur geringe Unterschiede zwischen beiden IS. M i t R2, C2, R3 wird die IS auf die Taktzeit der Anlage eingestellt. Für die Dämpfung sind R7 und RS verantwortlich, während C3 die Breite des Totbereichs festlegt. Das Micro-Servo ist mit einem M iniaturglockenankermotor ausgestattet. Das Getriebe ist 4stuig und hat Metallzahnräder. Trotz der geringen M asse von 35 g entwickelt dieses kleine Servo die Stellkraft von 1 2 N cm bei etwa 1 % Stellgenauigkeit. ·

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•

SCHALTU N G S SAMM LU N G Kapitel 1 1

- Empfänger

·

Dritte Lieferung

Baugruppen eines modernen Farbfensehempfängers

1.

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Blatt

1 982

1 1-1

(Blatt 1 )

Einleitung

Die folgenden Blätter enthalten eine Sammlung von Baugrup­ pen, die zum Grundaufbau eines Farbfernsehempfängers ge­ eignet sind. Einige dieser Baugruppen eignen sich auch für Schwarzweißempfänger. Als aktive Bauelemente kommen, außer der Bildröhre, nur Transistoren und integrierte Schaltkreise, kurz I S genannt, zum Einsatz. Die Grundlagen werden nur kurz behandelt und können in der entsprechenden Literatur [ ! ], [2], [3], [4], [5] nachgelesen werden.

2.

Prinzip des Farbfernsehens

Adrhaut

2. 1 .

Was ist Licht?

Bild I

Das Auge

Bild I zeigt das Auge im Schnitt. Die für Abbildung und L icht­ empfindung wesentlichen Teile sind Linse, Netzhaut und Seh­ nerv. Untersucht man die Netzhaut genauer, so macht man die interessante Entdeckung, daß sie aus einer Unzahl sogenannter Stäbchen und Zäpfchen zusammengesetzt ist. Die Stäbchen und Zäpfchen sind die eigentlichen punktförmigen Vermittler der Lichtempfindungen und setzen sich in den einzelnen Nervenfäden des Sehnervs fort. Wird also ein Bild auf der Netzhaut abge­ bildet, so ist für jeden einzelnen Bildpunkt eine Leitung von den betrefenden Stäbchen oder Zäpfchen zum Gehirn vorhanden. Stäbchen und Zäpfchen haben verschiedene Aufgaben zu erfül­ len und sind auch in, unterschiedlicher Zahl vorhanden. M i t den etwa 75 M illionen Stäbchen wird nur die Stärke des Lichtes bzw. die Leuchtdichte (Helligkeit oder Lumineszenz) gemessen. Mit den etwa 3,5 Millionen Zäpfchen dagegen werden vor allem Farben wahrgenommen. Wie jeder Empfänger für elektromagne­ tische Wellen, so hat auch jedes Stäbchen und Zäpfchen eine Durchlaßkurve. Bild 2 zeigt diese Durchlaßkurve oder richtiger die Kurve der spektralen Augenempindlichkeit für die Stäbchen. Sie gibt an, wie stark die Leuchtdichte Y in Abhängigkeit von der Wellenlänge des einfallenden Lichtes empfunden wird. Die Leuchtdichteempfindung hängt also nicht nur von der Intensität des einfa llenden Lichts, sondern auch von der Wellenlänge ab. 2.3.

Farbmischung

Die Empindlichkeilskurven der Zäpfchen sind viel schmaler als die der breitbandigen Stäbchen. Bei den Zäpfchen lassen sich 3 verschiedene Arten unterscheiden, deren Empfindlichkeits­ kurven (die sogenannten Farbmischkurven) in Bild 3 dargestellt sind. Bei einer Wellenlänge von etwa 460 nm wird nur eine Sorte Zäpfchen angeregt, und es ergibt sich die Farbempindung Blau. Grün l iegt bei 540 nm und Rot bei 620 nm. Es gibt also rot-, grün- und blauempindliche Zäpfchen, die die 3 Farbaus­ zugssignale Rot, Grün und Blau an das Gehin weiterleiten. Der Grad der Anregung der verschiedenen Zäpfchen ergibt die je­ weilige Farbempfindung. Die - physikalisch gesehen - sehr viel­ fältigen M öglichkeiten der spektralen Zusammensetzung des Lichtes lassen sich daher für den menschlichen Betrachter auf die 3 Parameter R, G und B reduzieren. Die nur von einer Wellen­ l änge im Spektrum von 400 bis 70 nm hervorgerufenen Farben,

/

_ _ _ _

Längsschnitt durch das menschliche Auge. Der licht· empindliche Teil des Auges ist die Netzhaut, die aus etwa 75 M i llionen Stäbchen und 3,5 Millionen Zäpfchen besteht

Licht ist eine sichtbare elektromagnetische Strahlung mit Wellen­ längen von etwa 400 bis 70 nm. Bei einer Fernsehübertragung wird das von einer Bildvorlage kommende Licht in elektrische Signale umgewandelt. Das auf diese Weise gewonnene Video­ signal gelangt über Kabel oder über H F-Sender zu einem Emp­ fänger und wird auf dem Schirm einer Bildröhre sichtbar ge­ macht. Dabei wird das ursprüngliche Bild dargestellt und dem Auge als Lichtreiz dargeboten. 2.2.

•

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Bild 2

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70 7.0 -.

Empindlichkeit des helladaptierten menschlichen Auges

B,R;G

relati? Farbauszugsignale __u�hla.._r:_e_ e.__e_ Zäpfc�n!!n

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0,. 0,2 0

Bild 3

.0

.

60 620 - 70 Wellenlänge \ Cnl

Farbempindlichkeitskurven des Auges (Zäpfchen)

die beispielsweise im Regenbogen enthalten sind, nennt man Spektralfarben.

2.4.

Farbbildwiedergabe

Die genaue Kenntnis des menschlichen Auges gibt die Grundlage zum Aufbau eines Farbfernsehsystems. Die Farbfernsehkamera folgt hinsichtlich der Erfassung der Farben dem Funktions­ prinzip des menschlichen Auges. Bild 4 zeigt das Prinzip. Die Farben werden durch ein Filtersystem geteilt, daß jeder der 3 Auf­ nahmeröhren nur Licht einer Grundfarbe zugeführt wird. Wie beim Auge liefern diese Aufnahmeröhren 3 Farbauszugssignale (R,

Bild 4 Prinzip der Auf­ nahme und der Wiedergabe beim Farbfensehen

Sender

G und B), die den Farbauszugsbildern entsprechen. Zur Wieder­ gabe werden 3 getrennt mit R, G, B steuerbare farbige Licht­ quellen in den Farben Rot, G rün und Blau einer Katodenstrahl­ röhre mit 3 Systemen verwendet. Die mit einer solchen Drei­ strahi-Farbbildröhre erzeugten Farbauszugsbilder werden zur Deckung gebracht. Durch die additive Mischung des farbigen Lichtes lassen sich beliebige Farbeindrücke reproduzieren.

2.5.

Signalverlauf im Farbfernsehempfänger

Der Farbfernsehempfänger (Bild 5 zeigt den Übersichtsschalt­ plan) enthält eine Reihe zusätzlicher Funktionen, die den Emp­ fang und die Wiedergabe des Farbbilds ermöglichen. Farbfern­ sehsender strahlen neben der Schwarzweißmodulation ein Signal aus, das die Farbinformation sowie bestimmte Hilfssignale ent­ hält. Die Schwarzweißinformation ist dabei dem Videosignal des Schwarzweißempfängers äquivalent ; es wird hier jedoch aus Anteilen der 3 Farbbildauszüge Rot, Grün und Blau gewonnen und als Leuchtdichte-, Luminanz- oder kurz Y-Signal bezeich­ net. Dieses Signal hat folgende Zusammensetzung : Y = 0,30 R + 0,59 G + 0, 1 1 B. Da das Leuchtdichtesignal mit R ücksicht auf den Schwarzweißempfang unbedingt ausgestrahlt werden muß, braucht man nur noch 2 Farbinformationen zu senden. Es hat sich als vorteil haft erwiesen, .n icht die Farbsignale selbst, son­ dern sogenannte Farbdiferenzsignale zu verwenden. Diese er­ geben sich aus der Diferenz des jeweiligen Farbsignals und des Leuchtdichtesignals. Demnach werden folgende Signale übertragen : Leuchtdichtesignal Farbdiferenzsignal Farbdiferenzsignal

Y DR D8

= =

(R - Y) (B - Y).

Die Farbdiferenzsignale sind senderseilig mit im Fernseh­ signal untergebracht. Sie werden einem H i i fsträgersignal auf­ moduliert, dessen Frequenz mit 4,4 MHz so gewählt ist, daß sie im Leuchtdichtebild (Schwarzweißbild) nur wenig stört. Diese Signale sind im FBAS-Signal enthalten und nehmen im Emp­ fänger folgenden Weg : Das vom Fensehsender ausgestrahlte Signal wird von der Antenne dem Tuner des Fernsehempfängers zugeführt. Der Bild-ZF-Verstärker verstärkt und demoduliert das FBAS-Signal, und der DF-NF-Verstärker stellt den Ton zur

Empfängn

Verfügung. D iese Stufen sind auch in Schwarzweißempfängern enthalten. Das ist in Bild 5 der obere Teil. Tm mittleren Teil sind die Spezialaufbauten für den Farbfernsehempfänger enthalten . Der Dekoder enthält die HF-Deemphasis, die den von der HF­ Preemphasis veränderten Amplitudengang wieder korrigiert. Es folgen ein Begrenzer und der Farbabschalter. Der Begrenzer gleicht die Amplitudenunterschiede durch Ungenauigkeiten der G lockenkurve, Abstimmfehler und Pegelschwankungen aus. Der Farbabschalter sperrt den Farbkanal beim Empfang von Schwarzweißsendungen. Danach wird der Signalverlauf in einen direkten und einen verzögerten Kanal aufgeteilt. Im verzögerten Kanal beindet sich eine Laufzeitleitung, die das Signal für eine Zeilendauer von 64 .S verzögert. Der nachfolgende elektronische 2polige Umschalter hat die Auf­ gabe, die in den beiden Kanälen wechselweise ankommenden Signale Da und DR so zu schalten, daß am oberen Ausgang des Umschalters nur DR und am unteren nur Da erscheint. Die Auf­ teilung in einen direkten und einen verzögerten Kanal und die Umschaltung auf die beiden Ausgänge liefert aus der sequentiellen Folge eine simultane Signal folge. Auf dem Umschalter folgen in beiden Kanälen je ein Begrenzer, der auftretende Amplituden­ unterschiede ausgleicht, und je ein Diskriminator. Die Diskrimi­ natoren sind jeweils auf die richtige Farbträgerfrequenz abge­ stimmt. An die Konstanz des Nullpunkts der Diskriminatoren werden besonders hohe Anforderungen gestellt. A uf die beiden Diskri­ minatoren folgt in jedem Kanal eine Video-Deemphasis, die die entsprechende Anhebung auf der Senderseite entzerrt. Am Aus­ gang stehen nun die beiden demodulierten Farbdiferenzsignale DR und Da zur Verfügung. Durch eine Veränderung der Schwelle in den beiden Begrenzern lassen sich die Ausgangsspannungen verändern. Das entspricht einer Farbkontrastregelung. Nun­ mehr stehen im Empfänger das Leuchtdichtesignal Y und die beiden Farbdiferenzsignale DR und Da zur Verfügung. Aus diesen Signalen wird in der Farbdiferenzmatrix ein grünes Farbdiferenzsignal gewonnen, und die Signale werden den Elektroden der Farbbildröhre zugeführt, in der sich ihnen das an der Katode anliegende Y-Signal addiert. Der dritte untere Abschnitt im Übersichtsschaltplan zeigt wieder bekannte Baustufen : Amplitudensieb, .Phasen- und Frequenz- . vergleich sowie Horizontal- und Vertikalablenkung. Die Ab­ lenkstufen sind für den Betrieb einer Farbbildröhre ausgelegt.

•

•

•

•

• A 2500 A mplituden sieb Phasen ergleich Z!il!noszillalor

-- · --

Bild 5

Übersichtsschaltplan eines Farb­ fernsehempfängers

SCHA LTUN G S SA M M LUNG Kapitel 1 1

-

Empfänger

·

D ritte Lieferung

Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers

3.

•

HF-Baustufen

Zu den H F-Stufen eines Farbfernsehempfängers zählt man den Kanalwähler (Tuner), den Zwischenfrequenzverstärker mit sei­ · nen Demodulatoren und die automatische Verstärkungsregelung.

3. 1 .

Kapazitätsdioden-(CD-)Tuner

Bild 6 zeigt den Stromlaufplan des CD-Tuners 4501.05.0000. Dieser Tuner wurde für den Farbfernsehempfänger Chromat entwickelt. Er ist mit dem Tuner des Color 21/22 nicht aus­ tauschbar. Der Tuner hat am Ausgang einen breitbandigen M it­ tenkreis. Dadurch ist ein Nachgleich des ZF-Kreises nach Aus­ tausch des Tuners nicht mehr erforderlich.

3. 1 . 1 . VHF-Tuner

Die Vorstufe des Tuners ist mit dem Transistor GF 147 S auf­ gebaut. In der M i sch- und Oszillatorstufe wird der Silizium­ transistor SF 235 in Basisschaltung eingesetzt. Die antiparallel­ geschalteten Dioden vom Typ SA Y 30 schützen den Tunerein-

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•

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1 982

(Blatt 2)

Blatt

1 1-2

gang vor zu großen Eingangssignalen. Daran schließt sich ein Filternetzwerk an, das als ZF-Sperre und als B andsperre für das UKW-Band wirkt. Vor- und M ischstufe sind durch ein fußpunkt­ gekoppeltes Bandilter verbunden. Von Band I auf Band IJJ wird mit den Schaltdioden SA 412 umgeschaltet. Bei der Schaltstel­ lung Band I liegen - 1 0 V am Schalteingang ; bei Band l i i sind + 12 V erforderlich. Der Tuner wird über die Kapazitätsdioden KB 1 05 G durch eine einstellbare stabilisierte Abstimmspannung von 0 bis 25 V abgestimmt. Die Vorstufe wird aufwärtsgeregeiL Bei optimalem Arbeitspunkt stellt sich eine Vorspannung von 2,5 V ein. A m Kollektor des M ischtransistors SF 235 wird die ZF über ein breitbandiges Filter ausgekoppelt.

3.1.2. UHF-Tuner

Vorst.ufe und selbstschwingende M i schstufe sind mit dem Ger­ maniumtransistor GF 1 4 7 bestückt. Das Antennensignal wird über einen mehrgliedrigen Hochpaß eingespeist. Bild 6

Stromlaufplan des CD-Tuners des Fernsehempfängers

Chromat

zum Tuner

v2 v4

v8

. -- --

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·1 ���bi/isi�rt

• 12,5V

Bild 7 Tasten- und Speicheraggregat für einen CD-Tuner

25V

Bild 8

Stabilisierungsschaltung einer Abstimmspannung mit

MAA 550

I I I I

p

+

I -5V t 'I I I I I

3. 1.3. Tuner-Abstimmung

I

I

N

_

Vorverstärker und M i schstufe sind d urch ein zweikreisiges A/4Zwischenkreisilter gekoppelt. Primär- und Sekundärkreis. wer­ den über die Kapazitätsdioden KB 1 05 A abg&timmt. Die sta­ bilisierte Abstimmspannung beträgt, genauso wie beim V H F­ Tuner, 0 bis 25 V. Im Basisspannungsteiler der selbstschwingen­ den M ischstufe liegt ein Thermistor, der auch bei steigenden Um­ gebungstemperaturen eine hohe Wiederkehrgenauigkeit der Sender bewirkt. Die ZF-Ausgangsspannung des U H F-Tuners gelangt über ein Netzwerk und über die Schalterdiode SA 4 1 2 S auf den Eingang der Mischstufe des VHF-Tuners. Diese arbeitet bei UHF-Empfang als erste ZF-Stufe.

Bild 9 Innenschaltung des

MAA 550

dB 0

VH F- und UH F-Tuner sind mit Kapazitätsdioden aufgebaut. D_1durch wurde die ursprüngliche aufwendige mechanische Sen­ dereinstellung abgelöst. Bild 7 zeigt das Grundprinzip der Sen­ dereinstellung. Eine gut stabilisierte Spannung speist mehrere Potentiometer, von deren Schleifern die jeweilige Abstimmung für die gwünschte Station über Tastenschalter dem Tuner zu­ geführt wird. Die einzelnen Fernsehsender werden eingestellt, und die aüf diese Weise gefundenen A bstimmspannungen bleiben in den Abstimmpotentiometern gespeichert. Varianten davon sind elektronische Schalter für die StationswahL Die Einstell­ spannung für die Kapazitätsdioden beträgt etwa 2 bis 25 V. Diese Spannung (Rild 8) wird am Zeilentransformator gewonnen, da­ nach gleichgerichtet, gesiebt und stabilisiert. Zur Stabilisierung wird ein integrierter Schaltkreis MAA 550 nach Bild 9 einge­ setzt. Dabei handelt es sich um eine Parallelstabilisierung. Die mit Z-Dioden i n Reihe liegenden Dioden bewirken eine Ver­ ringerung der Temperaturabhängigkeit des Schaltkreises. Wenn die Spannung positiver wird, erhöht sich die Spannung U8E des Transistors T l . Sein Emitterstrom verursacht eine Erhöhung der Spannung an R6 ; durch den Transistor T2 ließt ein größerer Strom, und der Kollektorstrom des Transistors T3 wird größer. Das erhöht den Spannungsabfall am Vorwiderstand.

4.

4,5

1�

f{MHz]

Farbträg�r Tonträ�r Bild I 0

Durchlaßkurve eines Farbfernseh-Bild-ZF-Verstärkers

Bild-ZF-Versärker

Die Entwicklung des Bild-ZF-Verstärkers ist gekennzeichnet durch die Vorbereitung auf den Einsatz von integrierten Schalt­ kreisen. Dafür muß die gesamte Selektion des Bild-ZF-Ver­ stärkers in einem Kompaktilter vor dem eigentlichen Verstärker vorgenommen werden. Ferner verdient die Frage der automati­ schen Nachstimmung des Tuners verstärkte Aufmerksamkeit, da Farbfernsehempfang eine wirklich zuverlässige B ildsignal­ qualität erfordert. Bild I 0 zeigt die Amplituden-Durchlaßcharak­ teristik des Bild-ZF-Verstärkers.

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SCHALTUNG S SA M M LUNG

Kapitel 11 - Empfänger

·

Dritte Lieferung

Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers

4. 1.

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Bild-ZF-Verstärkerschaltkreis A 240 D

Der nach modenen Gesichtspunkten entwickelte A 240 D ist als Bild-ZF-Verstärker konzipiert. E r enthält folgende Bau­ gruppen : regelbarer ZF-Verstärker ; Demodulator ; Videovorverstärker ; Taststufe und Regelverstärker ; Schwellwertverstärker für die Tunerregelung.

Der regelbare Z F-Verstärker des A 240 D besteh t aus 3 _er­ _ Stufen smd stärkerstufen. 2 Stufen sind davon regelbar. D1e untereinander durch Emitterfolger getrennt, wodurch eine kapazitätsarme Belastung der Arbeitswiderstände und damit clie hohe Bandbreite des Verstärkers erreicht werden. Der Demodulator im A 240 D ist .e in multiplikativer Mischer, der die Nachteile der Diodendemodulation vermeidet. Sein Prinzip beruht auf der M ultiplikation zweier Signale. . Der Videovorverstärker setzt das Demodulatorausgangssignal auf 2 Videoausgänge um. Am ersten Ausgang erscheint ein BAS­ Sigoal mit negativen Synchronsignalen, und am zweiten Ausgang liegt ein solches mit positiven Synchronsignalen. Tast· und .. Regelverstärker arbeiten zusammen, und der Regelverstarker stellt die Regelströme für den Z F-Verstärker zur Verfügung. Zuerst wird die zweite ZF-Stufe, dann die erste ZF-Stufe ge­ regelt. Der Schwellwertverstärker bewirkt eine verzögerte Tuner­ regelung.

4.2.

Bild-ZF-Verstärker in gedruckter Schaltung

1 982

(Blatt 3)

Blatt

1 1-3

Tuner und Z F-Verstärker ; andererseits soll sie die durch das Kompaktilter entstehende Dämpfung ausg leichen. Das sich an­ schließende Kompaktilter hat 4 Kreise und 3 Fallen. Damit wird die nötige ZF-Selektion erreicht. Auf das Kompaktilter folgt der A 240 D. E r gewährleistet die benötigte ZF-Verstärkung und bewirkt die Demodulation. Innerhalb der integrierten Schaltung wird, wie beschrieben, die Regelspannung erzeugt, der ZF-Ver­ stärker geregelt und die Regelspannung für die Tuner bereit­ gestellt.

4.3.

AFC-Modul

Um hohe Ü bertragungsqualität bei Farbfernsehsendungen zu gewährleisten, werden die Tuneroszillatoren über eine automa­ tische Frequenznachstimmstufe (AFC, automatic frequency control) auf der richtigen Soll-Frequenz gehalten. Durch den Einsatz des A 240 D im ZF-Verstärker steht nur noch eine Span­ nung von 1 0 mV für die A FC zur Verfügung. Bild 1 2 zeigt den Prinzipstromlaufplan einer AFC. Der Transistor verstärkt diese Spannung für die Diskriminatorschaltung. G leichzeitig gewähr­ leistet diese Stufe eine rückwirkungsfreie Ankopplung an den Z F-Verstärker. Die Begrenzerdioden SAL 41 B und die geson­ derte Schaltstufe mit dem Transistor SC 236 E sind in die AFC­ Stufe als Baueinheit einbezogen worden. Die Steuerung der Schaltstufe geschieht durch eine Koinzidenzstufe, die mit zeilen­ frequenten Impulsen versorgt wird. Bild 1 3 zeigt als Beispiel eines A FC-Moduls den entsprechenden Stromlaufplan aus dem Farbfernsehempfänger Chromat.

5.

Es wird ein Bild-Z F-Verstärker-Modul beschrieben, wie man ihn im Farbfernsehempfänger Chromat verwendet. Bild I I zeigt den Stromlaufplan des Z F-Verstärkers. Vom Tuner gelangt die ZF aof die Transistorstufe mi ! dem Transistor SF 245. Sie wirkt einerseits als Trennstufe zw1schen

·

DF-NF-Verstärker

Der Tonteil eines Farbfernsehempfängers besteht aus DF- und N F-Verstärker. Beide Stufen werden mit integrierten Schalt­ k reisen aufgebaut und sind meist auf eine gemeinsame Leiter­ platte (Modul) aufgebaut. Bild 14 zeigt den DF-N F-Verstärker des Farbfernsehgeräts Chromat. Die Leiterplatte ist 1 20 mm x 60 mm groß. ZF- Ausg.

125V

•

g

Tuner UAbstimmu

egelZ�i/en­ sponnung impuls

ZF

Bild I I AFC­ Tast�

Koinzidenzstufe

Stromlaufplan eines Bild-ZF­ Verstärkers mit A 240 D

Bild 1 2 Ü bersichtsschaltplan einer A FC-Schaltung

Bild 1 3 Stromlaufplan der AFC-Schaltung des Farbfernse)l.e mp­ fängers Chromat

Tasten­ satz

•

Koinzidenz­ stufe

3 . konstante N F-Ausgangsspannung i n einem Versorgungsspan­ nungsbereich von 1 0 bis 18 V ; 4 . unempindlich gegen verbrummte Versorgungsspannung, 'da­ her ist n ur noch ein geringer Aufwand an Siebmitteln erforder­ l ich.

5. 1.1. DF-NF-Modul

Bild 1 4

5. 1 .

Ansicht des DF-N F-Verstärkers

A 220 D und A 223 D

Der integrierte Analogschaltkreis A 220 D wurde speziell für D F-Verstärker entwickel t. Er benötigt nur eine minimale externe Beschaltung. Der A 220 D enthält einen breitbandigen symme­ trischen Begre11Zerverstärker und einen ebenfalls symmetrischen Koinzidenzdemodulator. Darüber hinaus wurden die Koppel­ kondensatoren für den Phasenschieberkreis und eine 1 2-V-Z­ Diode integriert. Schließlich enthält die Schaltung einen Transi­ stor zur K leinsignalverstärkung und eine fernbedienbare Laut­ stärkeeinstellung mit logarithmischer Charakteristik. Dazu kann ein lineares Potentiometer zwischen Anschluß 5 und Masse ge­ schaltet werden. Da dieses Potentiometer nur, von G leichstrom durchlossen wird, ist die Leitung nicht brummempindlich. Die Vorteile dieses Schaltkreises liegen in den hervorragenden Be­ grenzereigenschaften, d. h. in der sehr guten Störspannungs­ unterdrückung. Der inte � rierte Schaltkreis A 223 D ist eine Weiterentwicklung des A 220 D. Der A 223 D hat gegenüber dem A 220 D einige Vorteil e : I . zusätzlicher N F-Ausgang, unabhängig von der Lautstärkeein­ stellung, für den Anschluß von Magnetbandgeräten ; 2. zusätzlicher N F-Eingang zum Anschluß von externen N F­ Quellen ;

Bild 1 5 , zeigt den Stromlaufplan des D F-N F-Verstärkers. Das vom Bild-ZF-Verstärker ausgekoppelte D F-Signal gelangt über ein 2kreisiges Filter auf den Eingang des A 220 D. Durch den Begrenzerverstärker wird das Signal verstärkt und dem Koinzi­ de nzmodulator zugeführt. Am Ausgang des A 220 D steht dann das N F-Signal zur Verfügung. Das N F-Signal wird über den Lautstärkeregler und das Klangregelnetzwerk dem A 2 / 0 K (Endverstärker) zugeführt. Dieser Schaltkreis kommt mit einer minimalen Außenbeschaltung aus. An 8 liegt ein RC-Giied zur Einstellung der Gegenkopplung. Zwischen 7 und 1 6 beindet sich ein Netzwerk, das für Frequenzkompensation und Höhenan­ hebung erforderlich ist. Ü ber einen Kondensator von I 00LF wird der Lautsprecher an 1.6 angekoppelt. Der Lautsprecher sollte einen Widerstand R L von 4 bis 6 n haben.

6.

+ 16V

Hä�n·

reetung

H

I<

IOn

I

< Lautstäre­ rgelung

•

Videoverstärker

Das vom Videodemodulator gelieferte FBAS-Signal wird, wie Bild 16 zeigt, in 2 Kanäle aufgeteilt. Im ersten Kahal wird es als Leuchtdichtesignal (Video- oder Y-Signal) direkt weitergeleitet. Im zweiten Kanal werden aus i hm nach Vorverstärkung und Aus­ iltern des Farbsignals durch den Farbdekader die Farbdiferenz­ signale zurückgewonnen. Das Leuchtdichtesignal wird im Leuchtdichtesignalverstärker weiter verarbeitet. Er verstärkt das Y-Signal so, daß es entweder direkt zur Ansteuerung der Katode der Farbbildröhre verwendet oder an die R GB-Matrix zur Rekonstruktion der Signale R, G und B angelegt werden kann. In diesem Leuchtdichtekanal ist eine Verzögerungsleitung erforderlich.

� 2V

•

Bild 1 5 Stromlaufplan des DF-NF-Verstärkers

•

•

SCHALTUN G S SA M M L U N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 1 1 - Empfänger Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers

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•

Da im Farbfernsehempfänger das Leuchtdichtesignal mit 5 M H z Bandbreite u n d das Farbartensignal mit I M H z übertragen wer­ den, haben beide Signale unterschiedliche Anstiegszeiten. Da beide Signale jedoch zeitlich übereinstimmen sollen, muß das schnellere Leuchtdichtesignal verzögert werden. Die Verzöge­ rung beträgt 0,6 LS.

6. 1 .

Leuchtdichtesignalverstärker Jit A 270 D

Leuchtdichtesignalverstärker werden genauso wie der Dekoder und die Matrixschaltung mit integrierten Schaltkreisen aufge­ baut. Der Schaltkreis A 270 D ist für den Einsatz im Leucht­ dichtesignalverstärker des Farbfernsehempfängers vorgesehen. Aber er läßt sich auch im Schwarzweißempfänger verwenden. Wie der Ü bersichtsschaltplan zeigt, wird er im Farbfernseh­ empfänger zwischen Videogleichrichter und RGB-Matrix ge- . schaltet. Beim A 270 D können Y-Verzögerungsleitungen belie­ biger Impedanz angeschaltet werden. Die Funktionen des A 270 D sind neben der Verstärkung des Y-Signals die Kontrast­ einstellung und die Einstellung einer Grundhelligkeit, d. h. des

Blatt

1 1-4

(Blatt 4)

Schwarzwerts fast unabhängig von Bildinhalts-, Kontrast- und Temperaturveränderungen. E r enthält auch eine Schaltung zur Strahlstrombegrenzung. Außerdem ist im Schaltkreis ein npn­ Transistor vorhanden, der es gestattet, beim Ü bergang vom Farb­ zum Schwarzweißempfang die Farbträgersperre abzuschalten, um beim Schwarzweißbild eine maximale Bildauflösung er­ reichen zu können. Aus Bild 1 7 erkennt man die Baustufenkopp­ l ung sowie die Anschlußbelegung des A 270 D. Praktisch wird der Leuchtdichteverstärker gemeinsam mit dem RGB-Matrix-IS A 230 D/A 231 D und mit den 3 Videoend­ stufentransistoren auf einer Leiterplatte angeordnet. Bild 1 8 zeigt den Stromlaufplan der Videoleiterplatte. Das FBAS-Signal wird am Anschluß 3 des Schaltkreises über einen Kondensator von 47 pF kapazitiv eingekoppelt und in einem in Darlington­ Schaltung ausgeführten Diferenzverstärker verstärkt. Die Kon­ trasteinstellspannung, die an diesem Diferenzverstärker anliegt, ist aus. der Gleichspannung am Anschluß 7 abgeleitet und be­ wirkt eine l i neare Verstärkungsregelung. Das verstärkte BA­ Signal l äuft über eine Additionsstufe, über die auch der ge­ tastete Schwarzwert zugeführt . wird, und über Emitterfolger zum A usgangstreiber am Anschluß 1 sowie über einen Wider­ stand von 1 20 0 zum R GB-Matrix-Schaltkreis A 231 D.

Leuchtdichte­ Sgnalvers tärker A 2 70 D

Bild 1 6 Ü bersichtsschaltplan· eines Videoteils eines Farbfernseh­ empfängers

FBA S­ Signal Farbdekader A 29 5 D

• URef

Bild 1 7

Ü bersichtsschaltplan des A 270 D

Bild 1 8

Stromlaufplan des Leuchtdichteverstärkers sowie der RGB-Matrix mit den 3 Endstufen­ transistoren BF 258 bzw. BF 458

R-Y 8-Y

•

5,6k

-:-:Grün 5,6k Dr

Dr

Konfras

(

\vom Dekader

Helligkeit Vk

Hk

+ 160V

7.

Dekoder

Der in Abschnitt 6. erwähnte zweite Kanal führt zu den Stufen, die die Farbinformation verarbeiten. Sie haben die Aufgabe, .das modulierte Farbträgersignal F aus dem FBAS-Signal herauszu­ sieben. Die Farbdiferenzsignale sind zu demodulieren, und beim SECA M-System muß die sequentielle Folge der Farbdife­ renzsignale in eine simultane Folge umgewandelt werden. Der Farbkanal ist beim Empfang von Schwarzweiß-Fernsehsendun­ gen zu sperren.

7. 1 .

SECAM-Dekoder

Der prinzipielle Schaltungsaufbau eines Dekoders wird in Bild 19 dargestellt. Ü ber den Videotreibertransistor wird das FBAS-Signal der Glockenstufe des Dekoders zugeführt, die das Farbträgersignal ausiltert. Es folgt der sogenannte Farbab­ schalter, der den Farbkanal beim Empfang von Schwarzweiß­ sendungen sperrt. Nach dem �arbartverstärker wird der Signal­ verlauf in einen direkten und in einen um eine Zeilendauer (64 .S) verzögerten Kanal aufgeteilt. Der verzögerte Kanal enthält dazu eine Laufzeitleitung. Der nachfolgende elektronische Umschalter (Bild 20) hat beim SECAM-System die A ufgabe, die i n den bei­ den Kanälen wechselweise a nkommenden geträgerten Farb­ diferenzsignale Da und DR so zu schalten, daß an einem A us-, gang des Dekoders nur DR und am anderen nur Da erscheint. Die Aufteilung i n einen direkten und einen verzögerten Kanal sowie die Umschaltung auf die beiden Ausgänge liefert aus der sequen­ tiellen Folge eine simultane Folge. Der Umschalter wird von einer Schaltung gesteuert, an die Impulse aus der Horizon tal­ ablenkung angelegt werden. Nach dem Umschalter folgen in beiden Kanälenje ein Begrenzer und ein Diskriminator. Die Dis­ kriminatoren sind auf die beiden Farbträgerfrequenzen abge­ stimmt. Außerdem beindet sich in jedem Kanal eine V ideo-

Deemphasis, die eine Annebung hoher Frequenzen auf der Sen­ derseite entzerrt. Am Ausgang stehen nun die beiden demodulier­ ten Farbdiferenzsignale DR und Da zur Verfügung.

7.2.

A 295 D im SECAM-Dekoder

I n dem i ntegrierten Schaltkreis A 295 D sind einige Funktions­ stufen eines SECAM-Dekoders zusammengefaßt. Bild 21 zeigt den Ü bersichtsschaltplan eines Dekoders mit dem A 295 D. Das FBAS-Signal gelangt über die H F-Deemphasis direkt sowie über die Verzögerungsleitung an die Eingänge des Umschalters, die Anschlüsse 3 und 6 des Schaltkreises. Der Umschalter wan­ delt die sequentielle Signalfolge in eine simultane um. Die um­ geschalteten Signale werden dahei zusätzlich verstärkt und be­ grenzt. Dann gelangen sie auf die eigentlichen Begrenzer. Diese l iefern über die Anschlüsse 9 und 1 6 des Schaltkreises begrenzte Signale für die Demodulatoren mit der erforderlichen Ampli­ tude. Der Umschalter wird durch ein Flip-Flop geschaltet. Dieses wird wiederum durch Zeilenrücklaufimpulse von Zeile zu Zeile umgeschaltet und über die Farbkennungsstufe mit dem I dentii­ kationssignal synchronisiert.

Kanal Rot Blau Rof

•

Rof

direkler

Blau Rot Bau erzgerter Kao! B i l d 20

Elektronischer Umschalter eines SECAM-Dekoders

Diskriminafor uni Deemhasis. (R-Y) · - · l �--·-·

Bild 19 Prinzip eines SECAM - Dekoders

A

•

•

LJ

Umschalter .-,I 90J RFarbkontrast

Hl

I

Ober!llen­ filter

-18V

.ql

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j

Farbfasle -1

8

-18V

•

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u:J Diskriminafor(B-Y) Deemphasis

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R-� I I

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SCHALTUNG S SA M M LUN G · Dritte L ieferung · 1 982 Kapitel 1 1

-

Empfänger

Baugruppen eines modernen Farbfensehempfängers

( Blatt 5)

Blatt

1 1-5

(B-Y)

(R-Y) SchaUpannung für Farbträgerperr�

Toripuls

•

•

Um schalf 'mpuls

7.3.

y

Demafrixein sfe/lung

l l Ausfasfung \ Fe bkanat­ abschalfung

SECAM-IS-Dekder

Ein SECAM-Dekoder wird mit A 295 D und A 220 D aufge­ baut. Das FBAS-Signal gelangt über einen Kondensator von 10 pF an die H F-Deemphasis (Giockenstufe). Diese Stufe ent­ hält einen Transistor SF 215. Bild 22 zeigt den Gesamtstrom­ laufplan. Am Kollektor bzw. am Emitter des SF 2 1 5 werden die Signale für den verzögerten bzw. für den direkten Kanal abge­ nommen. Die Signalverzögerung von 64 LS wird von der Ultra­ schallverzögerungsleitung CV 20 bewirkt. Das verzögerte Signal wird nun üer einen Kondensator von 1 n F dem Anschluß 3, das direkte Signal über 1 n F dem Anschluß 6 des A 295 D zu­ geführt. Im A 295 D werden die Funktionen elektrische Um­ schaltung, Begrenzung, elektronische Farbtasteinstellung, Farb­ schaltung und Farbabschaltung während der Auslastzeiten realisiert. Das mit Horizontalimpulsen an den Anschlüssen I 0 Far b -

•

Farbkontrast schalter

und 1 2 getriggerte und mit dem Kennimpuls über Ansc�l uß 1 3 synchronisierte Flip-Flop schaltet den elektronischen Umschalter. Die Begrenzer im A 295 D sind nach dem Diferenzverstärker­ prinzip aufgebaut. Die Ausgangsspannung der Begrenzer wird vom Strom der beiden internen Transistoren T2 und T3 be­ stimmt. Diese Transistoren erhalten über Anschluß 8 ihre Vor­ spannung, mit der der Farbkontrast eingestellt wird. Die nieder­ ohmige Farbkontrasteinste l l ung bewirkt der Transistor T5 (SF 215), dessen Basisspannung sich durch die Farbkontrast­ einstellung von Hand verändern läßt. Die Begrenzer sind ge-

Bild 22

Stromlaufplan eines SECAM-Dekoders mit A 295 D und A 220 D

Schaftspannung für Farb t rägersperre

•

Austa stung

Bild 2 1 Übersichtsschaltplan eines SECAM­ Dekoders mit IS

V- Impuls

H - lmpuls

-R

-G

- (R-Y)

•

+ Ca 10V

Bild 23

Beispiel der Ansteuerung einer Farbbildröhre mit Farb­ diferenzsignalen

-8

Bild 24 a - RGB-Ansteue­ rung einer Farb­ bildröhre ; b - Ü ber­ sichtsschaltplan einer RGB-Matrix

sperrt (Stellung Farbe »aus«), wenn am Anschluß 8 die Spannung kleiner als 0,4 V wird. Dieser Zustand wird bei Nullstellung des Farbkontrastreglers, durch Schließen der Farbtötertaste oder dann erreicht, wenn der interne Transistor T4 d urchgeschaltet ist. Die positiven Horizontal- und Vertikalimpulse am Anschluß 2 bewirken also ein Sperren des Farbkanals während der Austastzeiten des Signals. Die automatische Farbabschaltung arbeitet fol gendermaßen : Zu Beginn eines Halbbilds gelangt eine Diferentiationsspitze des VK-Impulses vom Transistor T2 (SC 236) an den Anschluß I des A 295 D. Das Flip-Flop kippt, so daß die Diode D i m IS leitet ; T4 schaltet durch, und der Farbkanal wird gesperrt. Liegt eine Schwarzweiß-Fernsehsendung vor, so gelangt kein weiterer Impuls zum Flip-Flop, und der Farbkanal bleibt gesperrt. Beim Empfang einer Farbsendung folgt 7 Zeilen nach Beginn des Halbbilds der positive Knnimpuls, der über Anschluß 1 4 des A 295 D das Flip-Flop zurückkippt, so daß der Farbkanal ge­ öfnet wird. Ü ber Emitterfolgerstufen werden die Farbdiferenzsignale für Blau und Rot an den Anschlüssen 9 und 1 6 des A 295 D aus­ gekoppelt.

8.

RGB-Matrix

Die Dematrizierungsstufe übernimmt die R ückgewinnung der Farbwertsignale RGB aus den senderseitig gebildeten Farbdife­ renzsignalen DR und Da und aus dem Leuchtdichtesignal Y. Bei der Ansteuerung der Farbbi ldröhre kann man 2 Wege gehen. Bei der Schaltung nach Bild 23 liegen die Farbdiferenzsignale an den G ittern der Röhre. Dabei wird das grüne Farbdiferenz­ signal G-Y in einer Widerstandsmatrix aus DR , Da und Y ge­ wonnen. Beim zweiten Weg werden die Primärfarbsignale R, G und B gewonnen und mit i hnen die Katoden der Farbbildröhre

••

Gleichsannugs­ versorgung der Eingäne 1Ju.16

elligeit

angesteuert. Dazu werden das Leuchtdichtesignal Y sowie die Farbdiferenzsignale DR und Da der Matrixschaltung zugeführt. Darauf folgt für jede Farbe ein Verstärker, der die jeweilige Katode der Farbbildröhre ansteuert. Bild 24 a zeigt als Beispiel für eine RGB-Ansteuerung eine Schaltung mit 3 Transistoren

BF 258. 8. 1 .

RGB-Matrix mit A 230 D

Der i ntegrierte Schaltkreis A 230 D ist ein spezieller Schaltkreis für Farbfernsehempfänger zur Bereitstellung der Farbsignale Rot, Grün und Blau aus dem senderseitig übertragenen Leucht­ dichtesignal Y sowie aus den beiden Farbdiferenzsignalen (R-Y) und (B-Y). Er enthält außerdem eine Dunkeltastschaltung. Bild 24 b zeigt den Ü bersichtsschaltplan. Das Signal (R-Y) wird dem Anschluß 16 des A 230 D zugeführt und das (B-Y)-Signal dem Anschluß 3. U m die Dekoderausgänge möglichst wenig zu belasten, wurden die Farbdiferenzsignal­ eingänge als Darlington-Schaltung ausgebildet. Der Anschluß I des Schaltkreises ist lediglich ein den Farbdiferenzsignalein­ gängen äquivalenter G leichspannungseingang. Die 3 Eingangs­ signale werden über Diferenzverstärker um den Faktor 2,5 ver­ stärkt sowie die Signale (R- Y) und (B-Y) dabei noch um 1 80° i n der Phase gedreht. Dadurch erscheinen sie als negative Signale an den Kollektoren der D i ferenzverstärker. Das (G-Y)-Signal entstand bereits als negatives Signal. so daß es nur phasengleich verstärkt zu werden braucht. Ü ber den Anschluß 1 3 wird das Leuchtdichtesignal i n die D i ferenztransistoren eingespeist, und zwar mit einer solchen Ampli tude, daß die 3 Matrixgleichungen - (E R - EY) - EY - (EB - E Y ) - EY - (E G - E Y ) - EY erfüllt werden.

•

= = =

- ER , - EB, - EO

•

•

SCHALTUN G S SA M M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 11

-

Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers

Bild 25 Schnittdarstellung einer Lochmasken­ farbbildröhre

Ieitenie Innen ­ schwarzung (25kV)

Fronlschak

Lochmaske (25kV)

•

AbscJHrmug G
9.

•

•

•

1 1-6

(Blatt 6)

--Anod!nanschtun

•

Blatt

Empfänger

Bildröhre

I n den heute gebräuchlichen Farbfernsehgeräten überwiegen noch Lochmaskenröhren. Zunehmend wird jedoch, besonders in hochwertigen Geräten, die Schlitzmaskenröhre ( ln-line-Bild­ röhre) eingese tzL ,

9. 1.

Lochmaskenröhre

Der Leuchtschirm der Lochmaskenröhre besteht aus einer Viel­ zahl sehr kleiner, in Dreiergruppen angeordneter Leuchtstof­ punkte für die Primärfarben Rot, G rün und Blau. Bild 25 zeigt den Aufbau der Lochmaskenröhre. In verhältnismäßig geringem Abstand hinter dem Leuchtschirm beindet sich die Lochmaske, ein dünnes Blech, das für jede Leuchtstof-Dreiergruppe in ge­ nauer Zuordnung ein Loch enthält. Der Hals der Lochmasken­ röhre enthält 3 getrennt steuerbare Elektronenstrahlerzeugungs­ systeme, die symmetrisch zur Bildröhrenachse, jeweils um 1 20° versetzt, in leichter Schrägstellung angeordnet sind . Die 3 Elek­ tronenstrahlen werden gemeinsam in der üblichen Technik ah­ gelenkL Bild 26 zeigt Schaltung und Steuerung der Lochmasken­ röhre. Diese Farbbildröhre ist in 90°-Ablenktechni k mit stati­ scher Fokussierung und mit magnetischer Ablenkung und Kon­ vergenz aufgebaut. Die Katoden, die Steuer- sowie die Schirm­ gitter sind getrennt herausgeführt und die · Fokussierelektroden 'intern zusammengeschalteL Am Anodenanschluß liegen die Anoden der Strahlerzeugungssysteme, der Innenbelag des Kol­ bens, die Lochmaske und die Leuchtschirmaluminisierung. Um den starken Elektronenverlust an der Lochmaske wenigsten.s z. T. auszugleichen, werden die heute gebräuchlichen Loch­ maskenröhren mit einer Anodenspannung von etwa 25 kV und einem Gesamtanodenstrom bis J ,5 m A betrieben. Zur elektro­ statischen Fokussierung ist bei einer 61 -cm-Farbbildröhre eine Spannung zwischen 4,5 und 5,5 kV erforderlich. Die Strahlerzeugungssysteme können, wie bei Schwarzweiß­ bildröhren, an den Katoden und an den Steuergittern gesteuert werden. Bei der Lochmaskenröhre sind die 3 Strahlerzeuger am Umfang eines Zylinders angeordnet (Bild 27a). Um die von ihnen aus­ gehenden Elektronen in allen Orten der B i l dl äche zur Konver­ genz zu bringen, würde man ein rotationssymme!i isches, völl i g anastigmatisches Ablenksystem brauchen. E i n solches aber gibt es bis heute nichL Um dennoch Konvergenz der Strahlen zu er­ halten, korrigiert man die Fehler durch 3 vor dem Hauptablenk­ system angebrachte Ablenkspulen mit stark astigmatischen Eigenschaften, Konvergenzeinheit genannt. Damit diese Ablenk-

Bild 26

Übersichtsschaltplan des Bildwiedergabetei ls Farbfernsehempfängers llit Lochmaskenröhre

a)

�

eines

b)

-� 8

VO R

B i l d 27

8 .

Ot G

G

R

8

C o o o 1

a - Strahlerzeuger und Konvergenzeinheit bei der Loch­ maskenröhre ; b - Strahlerzeugung und Konvergenz­ einheit bei der In-li ne-Röhre

spulen in den 3 Richtungen korrigierend auf die Elektronen­ strahlen wirken, müssen sie mit horizontal- und vertikalfrequen­ ten Strömen entsprechender Kurvenform gespeist werden. Das erfordert einen erheblichen Schaltungsaufwand.

9.2.

ln-line-Bildröhre

1 0. 1 .

Bei der l n-line-Röhre liegen die 3 Strahlerzeuger auf einer Linie (Bild 27 b). wobei die Lage des mittleren Strahlerzeugers mit dem Bildmittelpunkt zusammenfällt. M üssen bei der Lochmasken­ röhre alle 3 Strahlen (R, G und B) konvergiert werden, so ist dies bei der ln-line-Anordnung nur für die beiden äußeren Strah­ len (R und B) nötig. Folglich kann eine der 3 Konvergenzspulen samt zugehöriger Schaltung eingespart werden. In hochwertigen Farbfernsehgeräten werden jetzt die Präzisions-l n-line-Farbbild­ röhren A 56 - 701 X und A 6 7 - 701 X eingesetzt. Das sind selbstkonvergierende Dünnhalsbildröhren mit 1 1 0° Ablenk­ winkel in S-4-Technik . Bei diesen Bildröhren wird die A blenk­ einheit schon bei der Herstellung fest auf dem Hals der Bild­ röhre befestigt. Damit werden gute Farbreinheit, Konvergenz und Nord-Süd-Rasterkorrektur erreicht. Die Fokussierelektrode des Strahlsystems ist in Hochvolttechnik ausgeführt. Diese l n­ l ine-Röhren werden mit einer RG B-Video-Endstufe betrieben. Eine Ansteuerung mit Farbdifferenzsignalen ist nicht möglich, da diese Röhren nur ein gemeinsames Steuer- und Schirmgitter aufweisen.

1 0.

Zur Synchronisierung der Generatoren für horizontale und vertikale Ablenkung ist, wie bei Schwarzweiß- Fernsehempfän­ gern, eine Abtrennung des Synchronsignals vom F BAS-Signal erforderlich. Außerdem müssen die Vertikalimpulse aus den Zeilenimpulsen herausgesiebt werden , Das bewirkt das Ampli­ tudensieb. Die im Amplitudensieb vom Bildinhalt befreiten Syn­ chronimpulse steuern die Oszi llatoren für Vertikal- und Hori­ zontalablenkung. Gegenüber einem Schwarzweißempfänger kommen Konvergenzkorrektur, elektronische Kissenentzerrung des Bildrasters und eine gesonderte Hochspannungsversorgung hinzu. Obwohl das Prinzip der Ablenkung unverändert beibehal­ ten wurde und obwohl die (Lochmasken-)Farbbildröhre nur einen Ablenkwinkel von 90° hat, werden von den Endstufen für Horizontal- und Vertikalablenkung höhere Leistungen gefordert als beim Schwarzweiß-Fernsehempfänger. Der Helligkeitsver­ l ust durch die Lochmaske in der Farbbildröhre erfordert eine erhöhte Anodenspannung (25 kV) und einen vergrößerten Strahl­ strom ( 1 ,5 mA).

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o o.

Transistorisierte Vertikalendstufen benötigen im Gegensatz zu Röhrenschaltungen keinen Ausgangstransformator mehr. Die Ablenkspulen werden direkt angeschlossen. ln den Endstufen setzt man komplementäre Transistorpaare oder integrierte Schal­ tungen ein.

1 0.2. 1 .

Vertikalablenkschaltungen werden gegenwärtig meist mit I S aufgebaut. Bild 29 zeigt den Ü bersichtsschaltplan eines VK­ M oduls. Der Generator ist »transformatorlos« ; ein komplemen­ täres Transistorpaar (SS 2 1 6 und KT 208 B) arbeitet als eisen­ loser Sperrschwinger. Die Generatorfrequenz wird über den Basisspannungsteiler des Transistors KT 208 B eingestellt. Bild 30 zeigt den Stromlaufplan. Synchronisiert wird der Gene­ rator mit dem VK-Impuls, den der Generator nach Verstärkung durch einen Vertikalimpulsverstärker über eine Diode SA Y 30

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Vertikalablenkschaltung mit IS

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Das Amplitudensieb trennt die Synchronimpulse vom Bildinhalt (Videosignal, Leuchtdichtesignal) und verhindert eine Beein­ lussung der Synchronisation der Ablenkgeneratoren durch den Bildinhalt. Das FBAS-Signal wird an der Videotreiberstufe abgenommen und gel a ngt zunächst auf den als Amplitudensieb wirkenden pnp­ Transistor KT 209 D, an dessen Kollektor die vom Bildinhalt getrennten Horizontal- und Vertikalimpulse zur Verfügung stehen. Um die Impulse für den Phasenvergleich der H orizontal­ stufe bereitzustellen, formen 2 Transistoren, die als komple­ mentäres Paar ausgebildet sind, die I mpulse. Der npn-Transistor "SF 2l6 c l iefert den negativen l mpulsstrom, der pnp-Transistor KT 209 K den positiven Impulsstrom. Bild 28 zeigt ein solches Amplitudensieb. Der Vertikalsynchronimpuls wird am Kollek­ tor des KT 209 D abgenommen und über ein Integrationsglied der Ve rtikalimpulsverstärkerstufe zugeführt, die einen Transistor KT 209 D enthält. Der Phasenvergleich ist in der bekannten Schaltung mit 2 Dioden SA Y 1 7 ausgeführt.

1 0.2.

Ablenkschaltungen

Amplitudensieb

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•

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SC H A LT U N G S SA M M L U N G

Kapitel 11 - Empfänger

Dritte Liefe \ung

Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers

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·-·- l i 1

1 982 (Blatt 7)

Blatt

11-7

Bild 30

a - Stvomlaufplan der Vertikalablenkung mit eisenlosem Sperrschwinger und A 204 K in der Endstufe ; b - Ansicht einer Vertikal­ ablenkung nach Bild 30a

Bild 3 1

Übersichtsschaltplan des TDA 1 1 70

Bild 32

Stromlaufplan der Vertikalablenkung mit TDA 1 / 70. Dieser IS benötigt keinen ge­ trennten Sperrschwinger

+20V SAY10 ---"'> Schro-

•

nisatin

•

•

•

zugeführt erhält. Die für die Ansteuerung benötigte annähernd sägezahnförmige Spannung wird durch Aufladen des Konden­ sators von 0,47 LF durch die Betriebsspannung während des Hin­ laufs und Entladen während des Rücklaufs durch den vom Sperr­ schwinger gebildeten negativen rechteckigen Impuls gewonnen. Über den Ladewiderstand kann so die Amplitude der Sägezahn­ spannung und damit die Bildhöhe eingestellt werden. Die Diode SA Y 20 zwischen Generator und Anschluß 1 0 des IS wirkt als Entkopplung. Die nun folgende Treiber- und Endstufe ist mit dem A 204 K bzw. dem Nachfolgetyp A 209 K bestückt. Der Lastwiderstand wird i n dieser Ausführung von Vertikalablenk­ stufen eisenlos angekoppelt. Während des Rücklaufs tritt durch die Stromveränderung an der Induktivität der Ablenkspulen eine Spitzenspannung auf, für die die Endstufe des A 204 K (A 209 K) nicht ausgelegt ist. Deshalb wird der Stromkreis über eine Ab­ trennschaltung mit dem Transistor SF I 29 B und mit der Diode D 7 D während des Rücklaufs aufgetrennt. Die Rücklaufspan­ nung entsteht über den Kondensator von 0,68 LF, der in Ver­ bindung mit der Induktivität der Ablenkspulen einen die Rück­ laufzeit bestimmenden Schwingkreis bildet. Die Diode D 7 D muß wegen des erforderlichen geringen Fluß­ spannungsabfalls ein Germaniumtyp sein . Die optimale G �samt­ linearität wird mit dem Einstellpotentiometer von 2,5 kO ein­ gestellt. Am Anschluß 8 des TS wird gleichzeitig eine Strom­ gegenkopplung realisiert. Durch die hohe Verstärkung des IS arbeitet die Schaltung damit praktisch als Konstantstromgene-

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rator, so daß auf die Anwendung eines TK-kompensierten Ab­ lenksystems verzichtet werden kann. M odernere integrierte Schaltkreise benötigen keinen getrennten Generator mehr. Wie Bild 31 zeigt, ist der integrierte Schaltkreis TDA I I 70 mit allen Baustufen versehen, die für eine modeie Vertikala>lenkschaltung erforderlich sind. Bild 32 zeigt die Be­ schaltung der IS mit allen erforderlichen Bauelementen.

1 0. 3. Horizontalablenkung Auch die Horizontalablenkung steht im Zeichen des fortschrei­ tenden Einsatzes sowohl von Halbleiterbauelementen als Einzel­ transistoren in den Leistungsstufen wie auch von solchen als i ntegrierte Schaltkreise. M i t der Transistorisierung der Horizon­ talendstufe war dabei durchaus nicht der letzte Schritt getan. Auf

::H-lmpuls

Bild 33 Prinzip einer Hori­ zontalablenkung

-1

Sycho­ impuls

H- Jmpu/s Phasenvrglech

-ua

Impedanzwandler

Sinus generator

Treiber stufe

•

Zeienendstue

Selenkaskade

Horizontal­ impuls ---1�

Bild 34 Prinzip einer Hoch­ spannungsstufe nach Color 20 Steuerstufe

_ _ _ _ _ _ _ _ J _ _ _ _

Fokussierspannung

•

�25kV

+

der Suche nach einer zuverlässigen Stromversorgung, die alle Stufen des Empfängers mit den nötigen Betriebsspannungen ver­ sorgt und gleichzeitig bei Überlastung oder Kurzschluß aber den Empfänger und sich selbst schützt, bot sich als zuverlässige Lösung die Thyristorablenkschaltung an. Erst in letzter Zeit ist es gelungen, ein Thyristorschaltnetzteil mit nur einem Thyristor zu entwickeln, das als zentrale Stromversorgung arbeitet, gleich­ zeitig aber auch die hohe Zuverlässigkeit der Thyristoren aus­ nutzt

1 0.3. 1. Transistorisierte Horizontalablenkung Durch Einführung des Transistors gelang es, die Gesamtleistung für die Horizontalablenkung auf die Hälfte zu reduzieren. Durch den Einsatz eines niederohmigen Ablenksystems kann der Zeilen­ transformator entfallen. Die Prinzipschaltung nach Bild 33 zeigt eine Horizontalablenkung. Vom Ampli tUdensieb, gelangt das Synchronsignal nach der Diferentiation an die Phasen- und Frequenzvergleichsstufe. Dieser Stufe wird außerdem ein posi­ tiver und ein negativer Impuls von der Endstufe zugeführt. I m Phasendiskriminator wird der A bgleich der Lage der Synchron­ impulse mit der des Zeilenrücklaufimpulses vorgenommen. Da­ bei erhält bei unterschiedlicher Phasenfage der Kondensator C l i n jeder Periode der Zeilenfrequenz eine impulsförmige Ladung, aus der sich durch I ntegration eine G leichspannung ( Regel­ spannung) für den Sinusgenerator mit T3 ergibt. Bei gleicher Frequenz und Phase ist der mittlere Strom durch die Dioden D I und D2 hingegen entgegengesetzt gleich, und der Kondensator Cl wird nicht aufgeladen. Auf eine Temperaturkompensation des Sinusgenerators mit einem Thermistor konnte verzichtet werden, da der Regelverstärker T2 diese Funktion weitgehend mit übernimmt. Ober eine zusätz i iche Koppelwickl ung der Generatorspule wird die Treiberstufe mit T4 direkt angesteuert. Unter Berücksichtigung der verwendeten Bild röhre 61 LK 3 mit zugehörigem Ablenksystem ist der Zeilenendstufentransistor T5 ein KU 608. Die Zeilenendstufe ist i n Spardiodenschaltung mit direkt angeschlossenem niederohmigem Ablenksystem (etwa 75 f.lH) ausgeführt. Der zum Ablenksystem parallelgeschaltete Übertrager erzeugt die Impulsspannungen für die Dunkeltastung, für den Dekoder und für die getastete Regelung.

1 0.4. Hochspannungserzeugung Die Farbbildröhre benötigt, bedingt durch die hohe Betriebs­ spannung von 25 kV und den hohen Strahlstrom vom I ,5 mA, eine beträchtliche Hochspannungsleistung. Neben der Hochspannung wird noch die Schirmgitterspannung von etwa 600 V, die Fokus­ sierspannung von etwa 5 kV sowie die Betriebsspannung für die 3 Videoendstu fen gewonnen. Die Gesamtleistung beträgt rund 50 W. Die Trennung der Hochspannungsstufe von der Ablenk­ stufe bringt eine Reihe von Vorteilen mit sich. Ein hochohmiger Spannungsteiler, dessen Fußpunkt auf einer konstanten .ergleichsspannung liegt, erzeugt die Regelspannung zur Stabilisierung der Hochspannung sowie die Fokussierspan­ nung. Eine Stabilisierung der Hochspannung ist notwendig, um Geometrie- und Rasterabweichungen klein zu halten. Bild 34 zeigt eine transistorisierte Hochspannungserzeugung. Sie be­ steht aus Steuerstufe, Gegentaktendstufe, Hochspannungsgleich­ richter, Spannungsteiler und Regelstufe. Ein von der Zeilenend­ stufe bereitgestellter Impuls wird in den Treibertransformator eingespeist und in eine Sinusschwingung umgewandelt. Der Treibertransformator steuert nun die Gegentaktendstufen, durch die i m Hochspannungstransformator sekundärseitig etwa 5 kV erzeugt werden. Eine Selenkaskade (Spannungsvervielfacher­ schaltung) stellt dann die 25 kV bereit. Eine Regelspannungs­ stufe, die ihre Vergleichsspannung aus den Hochspannungs­ teilern erhält, bewirkt eine konstante Hochspannung. A u ßerdem wird die Schirmgitterspannung für die Farbbildröhre von 600 V sowie die Betriebsspannung für die RG B-Endstufen von 1 60 V bereitgestellt.

1 0.5. Konvergenz In der Lochmaskenbildröhre zeichnet jedes Elektrodensystem auf dem, Leuchtschirm ein farbiges Raster. A l le 3 werden über­ einandergeschrieben und ergeben durch Sum mierung das farbige Bild. Wichtig ist, daß die 3 Raster genau übereinander liegen, damit keine Farbränder entstehen. Um d iese Fehler auszugleichen, sitzt auf dem Bildröhrenhals zu­ sätzlich zur Ablenkeinheit die KonvergenzeinheiL Sie besteht aus 3 M agnetjochen, die gegeneinander um 1 20° versetzt ange­ ordnet sind. Bei der Konvergenz unterscheidet man die statische Konvergenz, die die Herstellungsfehler ausgleicht. Die dynami-

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SCHALT U N G S SA M M L U N G

Kapitel l ! - Em)fänger

·

Dritte Lieferung

Baugruppen eines modernen Farbfernsehempfängers

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·

1 982

•

_

1 1-8

(Blatt 8)

Bild 3 5 Stromlaufplan des Netzteils N 102 des Farbfernsehgerätes

zum Empfangs­ teil

(O I Cu L )

•

Blatt

Chromal

I

j

Entmagnelisierungseinheit

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sehe Konvergenz soll Trapezfehler, die durch nicht genau ange­ ordnete Strahlsysteme entstehen, und Kissenfehler durch den etwa doppelt so großen Krümmungsradius des Bildschirms gegen­ über dem Ablenkradius korrigieren. Die Konvergenzeinheit ist ein einheitlicher Steckbaustein für alle Farbfernsehgeräte der lau­ fenden D DR-Produktion mit Lochmaskenröhre. Bei Austausch oder Bildröhrenwechsel sind Farbreinhei t und Konvergenz neu einzustellen. Für diese Farbfernsehgerätetypen gibt es in den entsprechenden Serviceanleitungen genaue Einstellanweisungen für Farbreinheit und Konvergenz, nach denen man sich richten sollte.

1 I.

•

Stromversorgung

Farbfernsehempfänger benötigen für die verschiedenen Bau­ gruppen untersch.iedlich große Schienenspann ungen. Bild 35 zeigt die Netzteilleiterplatte, wie sie im Chromat eingesetzt wird . Der Netztransformator ist für eine Primär:spannung von 1 1 0 bis 220 V ausgelegt. Sekundärseitig stehen folgende Spannungen zur Verfügung:

schluß kann direkt angeschlossen werden ; der Einbau der ·Video­ buchse und Anschl üsse für Magnetbandgerät und Kopfhörer sind ohne Zusatzaufwand möglich. Die Schaltung des Netztei ls arbei­ tet nach dem Prinzip des nicht synchronisierten Sperrwandlers. Die gleichgerichtete Netzwechselspannung gibt dem Ladekon­ densator eine Gleichspannung von 290 V. Für den Betrieb der Horizontalendstufe benötigt man eine Spannung von 1 55 V. Diese Spannung bestimmt die Bildbreite, die deshalb stabil isiert sein muß. Als Stabilisator hat sich seit einiger Zeit der Schalt­ netzteil bewährt. Nach der Gleichrichterschaltung folgt der selbstschwingende Sperrwandler mit Sperreinrichtung und Regelstufe. Als ändlertransformator verwendet man einen Ferritkerntransformator mit einem EE 42/ 20-Kern. Gesteuert wird dieser Transformator vom Schalttransistor BU 326 A. Der BU 326 A ist ein spannungsfester Leistungstransistor mit folgen­ 6 A, P = 60 W. Den Sperr­ den Daten : UcBo = 900 V, c wandlertransformator gibt es als Niedervolt- und als Hochvolt­ ausführung. Die Niedervoltausführung stellt die Spannungen 35 V, 30 V stabilisiert, 1 5,5 V und 6,3 V bereit. Beim Hochvolt­ netzteil stehen die Spannungen 200 V, 1 55 V, 6,3 V, 1 8 V, 1 6;5 V, 9 V und - 1 4,5 V zur Verfügung. =

l . Eine Spannung von 1 3 V stellt nach der Gleichrichtung durch

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einen Graetz-Gleichrichter (B 20 C 500) am Ladekondensatpr eine G leichspannung von etwa 1 6 V für d ie Spannungsver­ sorgung des N F-Verstärkers bereit. 2. Für die Heizspannung der Bild röhre stehen in der zweiten Wicklung 6,3 V zur Verfügung. 3. Die dritte Wicklung des Transformators liefert eine Spannung, )ie nach der G leichrichtung 42 V hat. Gesiebt wird durch Kondensatoren mit einer Gesamtkapazität von 1 0000 tF. Diese Spannung wird der Hochspannungsendstufe zugeführt. Die übrigen Baugruppen des Empfängers erhalten Spannungen von 30, 20 und 1 2,5 V, die durch die Reihenschaltung von 3 Längsregeltransistoren stabilisiert werden. Die 3 in Reihe geschalteten Längsregeltransistoren, der KD 606 für die 30Y­ Spannung, der BD 35� für die 20-V-Spannung und der BD 136 für die 1 2,5-V-Spannung, sind wegen des nahezu konstanten Stromes durch Parallelwiderstände entlastet. Alle 3 Regel­ strecken sind kurzschlußfest . I I . I . Schaltnetzteile

Netzteile mit Netztrennung [8] bieten für den Gesamtaufbau eines Farbfernsehempfängers große Vorteile. Der Antennenan-.

Literatur

[ I ] Limann, 0 . : Farbfernsehtechnik ohne Ballast, Funkschau ( 1 967) Seite 1 47 [2] Muyer, N. : Technik des Farbfernsehens in Theorie und Praxis, Berlin 1 967 [3] . . . : Einführung in die Farbfernsehtechnik, Funktechnik ( 1 966) Seite 274 - F I [4] . . . : Farbfernsehempfangstechnik, radio fernsehen elek­ tronik 1 8 ( 1 969) Seite 545 bis 20 ( 1 97 1 ) Seite 663 [5] Knob!och, ./Cub!a'', E. : Service an Farbfernsehemp­ fängern PAL und SECA M , M ünchen 1 978 [6) A ckemiann, 0.: Fernsehen in Farben, 4. Auflage, Leipzig 1 980 [7] . . . : Serviceanleitungen des VEB Fernsehgerätewerk Staß­ furt 1 976- 1 980 [8] . . . : Schaltnetzteil SNT I , VEB Fernsehgerätewerk Staß­ furt, 1 980, Serviceblatt 1 2.2a [9] . . . : Nachrichtenelektroni k , Herlin 1 976 [ 1 0] Köhler, A . : Die lnline-Familie, Funktechnik 32 ( 1 977) Seite 1 2

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SCHALTUN G S SA M M LU N G · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 1 1

/

-

Empfänger

Schaltnetzteil moderner Color-Fernsehgeräte aus der DDR-Produktion (Blatt I ) 1.

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Einleitung

Schaltnetzteile werden in den Farbfernsehgeräten Chromat 2368/2369 sowie i n den Co/ortron-, Colorett- und Colorlux­ Typen des VEB Fernsehgerätewerk Staßfurt eingesetzt. Die Chromat-Typen enthalten ein N iedervoltnetzteil , die Colortron­ und Colorett- Typen dagegen ein H ochvoltnetzteil . Die unter­ schiedliche Ausführung der Schaltnetzteile ist wegen der unter­ schiedlichen Bildröhrentypen erforderlich. Während bei den Chromat-Typen noch die technisch veraltete Lochmaskenröhre zum Einsatz kam, wird bei den Color-Typen eine moderne I I 0°-ln-line-Bildröhre eingesetzt. Beide Schaltnetzteile unter­ scheiden sich lediglich in der Ausführung des Netzteiltransfor­ mators hinsichtlich der Anzahl der Sekundärwicklungen und der Sekundärspannungen. Da der sekundäre Teil des Schaltnetzteils ohnehin für die Funktionsweise dieser Baugruppe von geringerer Bedeutung ist, wird im Rahmen der Funktionsbeschreibung auf die Hochvoltkonzeption nicht gesondert eingegangen . Schaltnetzteile lassen sich grundsätzlich in allen elektronischen Geräten an Stelle herkömmlicher Netzteile einsetzen. Ob gegen­ über einem herkömmlichen Netzteil ein Schaltn e tzteil bevorzugt wird, ist in erster Linie vom technischen und ökonomischen Aufwand abhängig. Die Vorteile eines Schaltnetzteils gegenüber dem herkömmlichen Netzteil sind folgende :

1 1-9

- Der sekundäre Aufwand zur Spannungsstabilisierung ist weit geringer bzw. kann mitunter ganz entfallen. - Die Anordnung eines Schaltnetzteils in einem Gerät ist wegen seines geringen Volumens und seiner geringen Masse weniger problematisch als beim herkömmlichen NetzteiL Diesen Vorteilen stehen aber auch einige Nachteile gegenüber : - Wegen der größeren Anzahl von Bauelementen ist die wahr­ scheinliche Ausfallquote von Schaltnetzteilen größer als die herkömmlicher Netzteile. - Schaltnetzteile sind in der Herstellung vom Arbeitsaufwand und Materialeinsatz her teurer. - Schaltnetzteile erfordern Maßnahmen gegen Funkstörungen. G rundsätzlieh können Schaltnetzteile nach unterschiedlichen Grundkonzeptionen aufgebaut werden : als Sperrwandler, als Durchlußwandler und als Gegentaktwandler. Die Schaltnetz­ teile des VEB Fernsehgerätewerk Staßfurt sind Sperrwandler.

2.

Funktionsprinzip des Sperrwandlers

Für den Gerätehersteller

Bild I zeigt den Gesamtstromlaufplan des Niedervolt-Schalt­ netzteils. Bild 2 gibt den Prinzipstromlaufplan des , selbst­ schwingenden Sperrwandlers wieder. Die Bauelemente wurden analog zu denen in Bild I bezeichnet. Bild 3 zeigt die Strom­ und S pannungsverläufe. Zum Zeitpunkt t0 wird durch eine posi­ tive Basis-Emitter-Spannung der Schalttransistor Tl geötfnet. Der Kollektorstrom von Tl durchließt, linear ansteigend, die Wicklung wl des Wandlertransformators. Während dieses durch­ geschalteten Zustands von T l steht an allen Wicklungen des Transformators eine konstante Spannung. G leichzeitig wird auch der positive Basisstrom über R l 2, D6 und w3 aufrecht-

- Für den Netztransformator wird kein Kernblech benötigt. - Die Einsparungen an Kupferlackdraht sind erheblich. - Der Einsatz von Siebmitteln kann wegen der hohen Arbeitsfrequenz stark verringert werden.

Bild I

Für den Anwender

•

Blatt

- Schaltnetzteile haben eine geringere M asse und benötigen weniger Volumen. Die Geräte können somit kleiner und leich­ ter ausgeführt werden. - Schaltnetzteile haben einen größeren Wirkungsgrad, so daß die Stromaufnahme des Gesamtgeräts sinkt.

••

0, SY 320/4 . . C7 : 3,3n

Niederspannungs-Schaltnetzteil

CIO I 5n 145V

wl

w4

,3 V

w2 R/2 62Q

•

w3 5V

0V

06

SY335

C30, C31 :

erhalten. Der sägezahnförmig ansteigende K o llektorstrom von Tl bewirkt an R l 6 einen diesem Strom proportionalen Span­ nungsanstieg, der schließlich zum Durchschalten der komple­ mentär aufgebauten K ippstufe mit TZ und T3 führt. Diese K ipp­ stufe arbeitet als Sperreinrichtung, sobald die Spannung über R l 6 einen Wert erreicht hat, der die Basis-Emitter-Schwellspannung von T3 überschreitet. G leichzeitig erzeugt der Regelverstärker mit T4 ( Bild 1 ) an C l 6 eine Spannung, die den Triggerpegel der Sperreinrichtung mit TZ und T3 steuert. Auf diese Weise wird das Durchschalten bei unterschiedlich großen Spannungen an R l 6 garantiert und somit die Leitphase von T l beeinlußt. M i t dem Durchschalten von TZ und T3 beginnt i n Tl ein negativer Basis­ strom zu ließen, den die Ladung des K ondensators C l 7 bereit­ stellt. Solange de� negative Basisstrom ließt, ließt auch der Kollektorstrom weiter. Erreicht i m weiteren Zeitverlauf der Basisstrom den Wert 0, so wird auch der Kollektorstrom zu 0, und der Transistor Tl geht in die Sperrphase über. Nunmehr l iefert auch die Wicklung w3 eine negative Spannung zur Sper­ rung von T l . Die an die Sekundärwicklung angeschlossenen Gleichrichter werden leitend und geben die im Transformator gespeicherte Energie an das nachgeschaltete Gerät. Dieser Last­ strom fällt gemäß Bild 3 linear ab. Sobald der Strom den Wert 0 erreicht hat, fäll t die gesamte anliegende Spannung an den Wick­ l ungen des Transformators ab und polt sich schließlich um, so daß an w3 eine positive Spannung entsteht, was erneut die Leit­ phase von Tl einleitet. ·

3.

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Bild 3 Strom- und Span­ nungsverläufe beim Sperrwandler

belastung bedingte unterschiedlich schnelle Abfall des Stromsägezahns gehorcht der Bez�ehung

LTrafo

Schaltnetzteil

•

' = -- .

Nachfolgend sollen das Verhalten des Schaltnetzteils sowie seine wichtigsten Funktionsgruppen und Bauelemente beschrieben werden.

3. 1.

Stabilitätsverhalten

Die Arbeitsweise des Schaltnetzteils gewährleistet eine große Stabilität sowohl gegenüber Speisespannungsänderungen als auch gegenüber Lastschwankungen. Es sei zunächst angenom­ men, daß die Belastung des Schaltnetzteils konstant gehalten wird, daß jedoch die Netzspannung schwankt. M it unterschied­ licher Netzspannung ändert sich die Steilheit des Stromsägezahns während der Leitphase von T l . Da aber die sekundäre Belastung konstant gehalten wird, muß sich die Amplitude des Stromsäge­ zahns verändern . Diese Veränderung wird über eine Regelstufe bewirkt. Erhöht sich z. 8. die Netzspannung, so steigt auch die Spannung über C9 an, was wiederum zu einem steileren Strom­ anstieg in der Wicklung w I führt und eine Verkürzung der Leit­ phase von Tl zur Folge hat. Somit steht der Transformator sekundärseitig nach einer k ürzeren Zeit wieder zur Energieent­ nahme zur Verfügung. Diese Zeitverkürzung bewirkt aber auch, daß primärseitig der Strom nur noch bis zu einem kleineren Wert ansteigen muß. M i t zunehmender Netzspannung sinkt so­ mit die Stromaufnahme des Schaltnetzteils. M i t der Netzspan­ nung ändern sich aber Frequenz und Tastverhältnis. Laständerungen, hervorgerufen durch unterschiedliche Strom­ aufnahme des Fernsehgeräts (Veränderung der Lautstärke, der Helligkeit usw.), führen zur Veränderung des Stromabfalls auf der Sekundärseite des Transformators. Der von der Netzteil-

B

Bild Z Selbstschwingender Sperrwandler ­ Prin:ip

RLast

Über die Regelstufe wird deshalb die Leitzeit von Tl gesteuert, so daß man eine Stabilisierung der A usgangsspannung durch Änderung der Schaltfrequenz bei konstantem Tastverhältnis erreicht. Die Schaltfrequenz beträgt z. B. bei einer Netzspannung von 1 85 V 1 7 kHz und steigt bei Z40 V auf etwa 36 kHz an.

3.2.

Sperreinrichtung

Eine weitere wichtige Funktionseinheit des Schaltnetzteils ist seine Sperreinrichtung mit den Transistoren TZ und T3. Verant­ wortlich für das Durchschalten dieser Kippstufe ist der Span­ nungsanstieg über Rl 6. Wird die Sperreinrichtung nichi ein­ wandfrei durchgeschaltet, so kann der unerwünscht weiter an­ steigende Kollektorstrom von T l diesen Transistor überlasten. Der Spannungsanstieg über R 1 6 öfnet über Cl 6 bei Erreichen eines festgelegten Pegels den Transistor T3. Da D l l im Null­ punkt der Strom-Spannungs-Kennlinie hochohmig ist, bildet R l 5 den für ein schnelles Durchschalten erforderlichen nieder­ ohmigen Kollektorwiderstand für T3. Die sinkende Kollektor­ spannung von T3 führt zum Öfnen von TZ, was wiederum das »Leitendwerden« von T3 beschleunigt, bis schließlich beide Tran­ sistoren durchgesteuert sind . Erreicht nun der Spannungsabfall über R l 5 die Schwellspannung der Diode D l l , so wird diese geöfnet, und ein negativer Basisstrom von Tl kann nach Masse ließen.

3.3.

•

Regelstufe

Wie bereits angedeutet, hat die Regelstufe die Aufgabe, Span­ nungs- und Belastungsschwankungen des Schaltnetzteils auszu­ gleichen. Die Regelstufe m i t T4 liegt zur Betriebsspannungs­ versorgung an der Wicklung wZ des Transformators. Spannungs­ gleichrichtung und Siebung werden von D5 und C! Z bewirkt. Steigt die sekundärseitige Belastung des Schaltnetzteils an, so sinkt auch seine A usgangsspannung, was wiederum ein Absinken der Spannung von wZ nach sich zieht. Die über CJZ abfallende Spannung wird positiver, so daß sich auch die Basisspannung von T4 entsprechend verschiebt. Wird die Basisspannung von T4 z. B. positiver, so verschiebt sich die Kollektorspannung von T4 nach einem negativeren Wert, und die Sperreinrichtung schaltet z u einem späteren Zeitpunkt ab. Somit entsteht durch den nunmehr größeren Transformatorstrom eine höhere Aus­ gangsspannung. Die Dioden D8 und D9 begrenzen die Regel-

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SCHALT U NGSSAMMLUNG · D ritte Lieferung · 1 982

Kapitel 1 1

-

Empfänger

Schaltnetzteil moderner Color-Fernsehgeräte aus der DDR­ Produktion (Blatt 2)

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spannung, so daß der maximale Kollektorstrom von T l 3 A betragen kann. Der Regelstufe fällt aber noch eine weitere Auf­ gabe zu, nämlich die der Brummkompensation der Gesamt­ schaltung. Zu diesem Zweck wird über Cl 3 und R9 eine über R l abfallende 1 00-Hz-Spannung auf die Basis von T4 gegeben. T4 bewirkt eine Phasendrehung und C 1 6 eine Impulsformung durch Integration. Die positiven 1 00-Hz-Impulse an der Basis von T4 führen zu einer lmpulslängenmodulation, wodurch das Netz­ brummen teilweise ausgeregelt wird. Das gesamte Schaltnetzteil ist vor Überlastungen geschützt, da die A usgangsspannungen zusammenbrechen, sobald der vorge­ gebene Laststrom überschritten wird. Geht die Ü berlastung zu einem direkten K urzschluß an eine der Sekundärwicklungen über, so sinkt die in w3 induzierte Rückkopplungsspannung so weit ab, daß der Sperrwandler nicht mehr selbständig anschwin­ gen kann . T l wird jedoch noch im 50-Hz-Rhythmus über C8 an­ gesteuert. Dadurch entstehen Schwingungspakete,. die jedoch nur eine sehr geringe Leistungsübertragung im Transformator ge­ statten .

3.4.

Ein- und Ausschaltverhalten

Die Ladung von C l 9 erzeugt beim Ö fnen von T l eine Strom­ spitze, die der Widerstand R 1 7 begrenzt. D ieser zusätzliche, verzögert auftretende Strom verzögert auch den schnellen Ab­ fal l der Kollektorspannung von T l , so daß ein Knick im /0-Ab­ lauf wirksam wird. Bei geöfnetem T l durchließt der Ladestrom von C l 9 den Widerstand R 1 7, so daß über diesen Widerstand ein Spannungsabfall zustande kommt, der so gerichtet ist, daß D 1 2 i n Sperrichtung betrieben wird (negativer Strom). Wurde man für D 12 nun eine übliche Diode einsetzen, so käme es zu einem abrupten Rückgang des negativen Diodenstroms, was ·wiederum gedämpfte Störschwingungen ergäbe. D u rch Verwendung einer sogenannten Soft-recovery-Diode werden jedoch die Stör­ schwingungen unterdrückt. D iese Diode ist so ausgelegt, daß beim Übergang vom D u rchlaß- zum Sperrzustand der Rück­ gang des negativen Stromes »ließend« erfolgt. Beim Abschaltvorgang muß vor allem darauf geachtet werden, daß die Abschaltverluste klein bleiben. Aus diesem Grunde wird der Kollektor von T l mit dem sogenannten SOAR-Giied aus C l 9, R l 7 und D l 2 belastet. Diese Bauelemente bewirken, daß beim Sperren von Tl der Spannungsanstieg bei gleichzeitig schnellem Kollektorstromabfall verzögert wird. (SOAR heißt save operating area, also sicherer Arbeitsbereich.) Der schnelle Rückgang des Kollektorstroms beim A bschalten T l wird durch den negativen Basisstrom erreicht. D ieser muß so lange i n Tl eingespeist werden, bis T l »ausgeräumt« ist. Das erreicht man dadurch, daß auch nach dem Sperren der Basis­ Emitter-Diode durch eine negative Basisspannung der negative Basisstrom in T l eingespeist wird. D ieser Vorgang wird durch die Drosseln Dr2 und Dr3 dadurch unterstützt, daß sie den negativen Basisstrom zeitlich verzögern und somit die Speicher­ zeit vergrößern. Das trägt zu einem verlustarmen Abschalten bei. Der gesamte Ein- und Abschaltvorgang ist noch weit kompli � zierter, als er im Rahmen dieser k urzen Abhandlung dargestellt werden konnte.

3.5.

Bauelemente

M i t Ausnahmeder bereits besprochenen Soft-recovery-Diode ent­ hält die Schaltung des Schaltnetzteils nur noch 2 spezielle Bau­ elemente, den Wandlertransformator und den Schalttransistor. Beim Wandlertransformator handelt es sich um einen Ferritkern­ transformator der Baugröße EE 42/20. Die Übertragungsver­ luste bleiben bei diesem Typ oberhalb von 1 6 kHz sehr gering. Die Netztrennung des Geräts wird m iJ diesem Transformator

Blatt

11-10

realisiert. Eine dünne K upferfolie im Transformator bewirkt eine Abschirmung zwischen Netz- und Geräteseite. Die geforderten geringen Streuverluste werden durch VerschachteJung der Pri­ märwicklungen erreicht. Als Schalttransistor wird z. Z. der Typ BU 326 eingesetzt. Bei diesem Transistor handelt es sich um einen spannungsfesten 60-W-Typ ( Ucao = 900 V, lc = 6 A) .

Literatur

[ I ] . . : Serviceanleitung zum Schaltnetzteil S NT I , VEB Fern­

sehge rätewerk Staßfurt [2] . . . : Serviceanleitung Farbchassis 2368/69, VEB Fernseh­ gerätewerk Staßfurt .

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SCHALTUN G S SA M M LUNG Kapitel 1 1

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Empfänger

Dritte Lieferung

Baugruppen moderner Rundfunkempfänger

1.

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4.

FM-ZF-Verstärker

Dem Tuner folgt die Z F-Stufe, die 2 keramische Piezoilter

SPF 1 0 700 A 1 90 enthält (Bild 2). D ie Zwischenfrequenz hat

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den Wert von 1 0,7 M Hz. D urch die keramischen F i l ter erreicht man eine sehr gute Selektion. D as Z F� Signal wird von Tl 50 ver­ stärk t ' und gelangt dann auf das Keramikilter. Tl 5 1 arbeitet ebenfalls als Verstärker, und das Signal wird induktiv an den i ntegrierten FM-ZF-Verstärker 'A 220 D gekoppelt. D iese IS enthält auch den Koinzidenzmodulator zur Demodulation des ZF-Signals.

• 104

T 101 , 102 : BF900 0 10 1 . . . D 1a4 : a a 2o4

( Blatt 1 )

Blatt

1 1-1 1

Stereodekoder

Der in Bild 3 dargestellte Stereodekader arbeitet nach dem PLL­ Verfahren (PLL - phase locked loop). Tn dem funktionsbestim­ menden Bauelement A 290 D ist ein kompletter Stereodekader integriert. Einige wenige externe Bauelemente sind für die Funk­ tion erforderlich. Das M PX-Signal wird über einen 1 0-.F-Elek­ trolytkondensator an Anschluß 2 des A 290 D gelegt. Der in­ terne spannungsgesteuerte Oszil lator (VCO) hat eine Frequenz von 76 k H z , die die Bauelemente R300, R301 und C303 am An­ schluß 1 4 bestimmen. Er wird über einen Phasenregelkreis mit dem Pilotton des Multiplexsignals phasenstarr nachgeregelL Bei richtigem Oszil latorabgleich (R30 1 ) liegt am Anschluß 3 1 0 eine Rechteckimpulsfolge mit der Folgefrequenz von 1 9 k Hz. An den Anschlüssen 305 und 307 l iegen die demodulierten N F-Signale für den l inken und für den rechten Kanal . An den Lampentreiber­ ausgang kann eine Stereoanzeige angeschlossen werden. A i den Anschlüssen 8 und 9 des IS wird die M ono-Stereo-Umschaltung vorgenommen . Liegt Anschluß 8 auf Massepotential (Schalter), so b edeutet das Monobetrieb. Das ist auch der Fal l , wenn am Anschluß 9 eine um etwa 2 V höhere Spannung als am An­ schluß 8 l iegt. D iese Eigenschaft wird für die feldstärkeabhängige Mono-Stereo-Umschaltung genutzt.

FM-Tuner

Der in Bild I dargestellte U KW-Tuner zeichnet sich durch hohe Empindlichkeit bei großer Kreuzmodulationsfestigkeit und Rauscharmut aus. Es wird 4fach mit 8 C-Dioden i n Gegentakt­ schaltung abgestimmt. 2 Dual-Gate-MOSFET BF 900 sind für diesen Tuner kennzeichnend. Am Gate 1 des Vorstufen-MOSFET T 1 0 1 liegt die H F-Eingangsspannung. Gate 2 erhält eine Regel­ spannung, die aus der ZF-Spannung durch G leichl-ichten ge­ wonnen wird. Nach T I O I , der die H F-Spannung verstärkt, fol­ gen ein Bandilter und der M i schtransistor T l 02, ebenfalls ein MOSFET. Das Oszillatorsignal wird über Gate 2 des T J 02 eingekoppelt ; über F 1 01 und F 1 02 gelangt die ZF an den Aus­ gang des Tuners.

3.

1 982

Das M PX-Signal am Anschluß 1 56 ist von einer der Verstim­ mung proportionalen G leichspannung überlagert, die zusammen mit der Referenzspannung am Anschluß 1 54 für die AFC ver­ wendet wird. Das ZF-Signal gelangt kapazitiv an den A 281 D, der in dieser Schaltung als geregelter· ZF- Verstärker arbeitet. Das von D l 5 1 und D l 5 2 gleichgerichtete Z F-Signal wird an­ schließend gesiebt. Am Emitter von T l 52 liegt eine der Ein­ gangs-ZF-Spannung proportionale G leichspannung, mit der ein Abstimmindikator angesteuert werden kann. A ußerdem wird diese Spannung zur rauschabstandsabhängigen Mono-Stereo­ Umschaltung genutzt.

Einleitung

Nach der E inführung integrierter Schaltkreise in die Rundfunk­ techni k wurde der Aufbau von R undfunkempfängern trotz um­ fangreicher werdender Schaltungstechnik immer übersichtlicher. International und auch in der D D R ging man dazu über, die einzelnen Funktionsgruppen mit ihren die Funktion bestimmen­ den IS auf einzelne steckbare Leiterplatten, sogenannte Mo­ dule, zu konzentrieren. Die M odule befinden sich auf Träger­ platten, die die notwendigen Verbindungen herstellen. Tm fol­ genden sollen einige moderne Baugruppen eines industriellen H i Fi-Stereorundfunkempfängers vorgestell t werden ; es wurde der Carat S bzw. der HiFi 100 aus dem VEB Sten-Radio Sonne­ berg gewählt.

2.

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Bild 1

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SCHALTUN G S SAM M LUNG · Dritte Lieferung · 1 982 Kapitel 1 1

Baugruppen moderner Rundfunkempfänger

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Durch di� Verwendung des A 244 D vereinfachten sich die auf­ wend igen HF- und ZF-Stufen für amplitudenmodulierte Signale so weit, daß beide Baugruppen auf eine Leiterplatte passen, also einen M odul b1lden (Bild 4). In der Darstellung sind allerdings die HF-Eingangskreise und die Oszillatorkreise für die einzelnen Wellenbereiche nicht enthalten. HF-Kreis U J d Oszillatorkreis werden unmittelbar an den A 244 D angeschlossen. Für A M wird sowohl im Carat S als auch im HiFi 100 mit einem Zweifachdreh-

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Bild 4 AM-HF-ZF-Stufe : a - Stromlaufplan ; a)

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Stereodekoder : a - Stromlaufplan ; b - Leiterseite ; Bestückungsplan

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N F-Vorverstärker : a - Stromlaufplan ; b - Leiterseite zu Vorverstärker I ; c - Leiterseite zu Vorverstärker I I ; d ­ Bestückungsplan zu Vorverstärker I ; e - Bestückungs­ plan zu Vorverstärker II

•

SCHALTUN GSSAMMLU NG · Dritte Lieferung · 1 982

Kapitel l I

-

Empfänger

Baugruppen moderner Rundfunkempfänger

•

(Blatt 3)

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kondensator abgestimmt, der ebenfalls außerhalb des Moduls angeordnet ist. Der A 244 D arbeitet als Mischstufe, als Oszil la­ tor und als ZF-Verstärker. Anschluß 3 erhält die Regelspannung für die H F-Vorstufe. Dazu wird die ZF an Anschluß 1 6 induk­ tiv ausgekoppelt und mit D01 gleichgerichtet. Anschluß 1 5 ist der M i scherausgang, Anschluß 12 der ZF-Eingang. Zwischen beiden liegt ein Piezofilter SPF 455 H 5, das die Selektion über­ nimmt. D02 ist die Demodulatordiode. Das demodulierte Si­ gnal wird auch zur Regelung der ZF-Verstärkung benutzt. Es gelangt dazu an Anschluß 9 des A 244 D. Ein aktives 5-kHz­ F i l ter mit TOl (Verstärkung etwa 1 0 dB) unterdrückt Störun­ gen, die sich bei KW-Empfang bemerkbar machen könnten. M i t = ROt S = 1 0 l wird dieses Filter abgeglichen. Bei UH F 50 mV sol l die NP-Spannung am Anschluß 9 UN F 500 mV betragen. Sie wird mit R09 = 250 kO eingestellt. =

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Endstufe (ein Kanal ) : a - Stromlaufplan ; b - Leiter­ seite ; c - Bestückungsplan ; d - Bestück ungsseite (Seiten­ ansieht)

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Filteranschlüsse und Spulensockel

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Bild 8

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Tiefen

7.

[ 1 ] . . . : Carat S 241 2.00, Serviceanleitung des VEB Stern-Radio Sonneberg (2] . . . : HiFi 1 00 SR 2406, Serviceanleitung des VEB Stern-Radio Sonneberg [3] Sonne/eid, R./Brehm, K.: H iFi-Steuergerät Carat S, radio fernsehen elektronik 27 ( 1 978) Heft 1 2, Seite 770 bis 772, 789 bis 796 [4] . . . : Service- und Amateurinformationen (65) : H iFi-Stereo­ empfänger Carat S, radio fernsehen elektronik 27 (1 978) Heft 1 2, Seite 777 und 778, 783 und 784 [5] . . . : Integrierte Schaltkreise 1 980, Katalog von TESLA Roz­ nov, CSSR (6] . . . : Analoge integrierte Schaltkreise 1 980, Konsumgüter­ elektron i k , Katalog des VEB Halbleiterwerk Frankfurt (Oder)

•

Widerstandsbelastbarkeit

Vorverstärker

Beim Carat S besteht der Vorverstärker aus 2 Modulen. Am Vor­ verstärker l mit dem · A 27 3 D werden Lautstärke und Balance eingestellt. Der Vorverstärker If für Höhen- und Tiefeneinstel­ lung ist mit dem A 2 74 D bestückt. Bild 5 zeigt die Schaltung des gesamten Vorverstärkerteils. Lautstärke, Balance, Höhen und Tiefen werden durch auf beide Kanäle wirkende G leich­ spannungen eingestellt. Die externe Beschaltung des A 27 3 D ermöglicht die gehörrichtige Korrektur der Lautstärke. Legt man den Anschluß 609 auf M assepotential (Schalter »linear«), so sind die Netzwerke für die gehörrichtige Lautstärkekorrektur (R602, R603, R604, R608, R6 l 0, R6 1 l , C605, C607 und R605, R606, R601, R609, R6 1 2, R6 1 3, C606, C608) für beide Kanäle unwi rksam. Die Verstärkung wird über eine Steuergleichspan­ nung (0 bis 9 V) am Anschluß 607 zwischen - 70 und + 20 dB geregelt. Die externe Beschaltung des A 274 D ermöglicht Höhen- und Tiefenabsenkungen sowie -anhebungen von mindestens 1 5 dB bei 1 5 kHz und 40 Hz für beide Kanäle. Daran sind die folgenden Netzwerke beteiligt : Höhen

Literatur

- R650, R652, - R658, R659,

R65 l , R653, R660, R66 1 ,

R654, R656, R662, R663,

R655, C652, C654 bzw. R657, C653, C65 5 ; R658 bzw. R659.

Endstufe

Für jeden Kanal ist eine eigene Endstufe nötig. Bild 6 zeigt die Schaltung mit dem MDA 2020 von TESLA Roznov, CSS R . Dieser integrierte Schaltkreis stellt einen 25-W-Endverstärker mit thermischer, Leistungs- und Stromüberlastungs-Schutzschal­ tung dar. Die entstehende Wärme muß über einen K ühlkörper (s. Bild 6d) abgeführt werden. Das vom Vorverstärker kommende NP-Signal wird kapazitiv (C700) an den Eingang des fS gekoppelt und in diesem verstärkt. Möglicherweise auftretende Schwingneigungen werden mit dem Baueherat-Glied R703 und C707 unterdrückt. Der Gegenkopp­ l ungsgrad (Spannungsverstärkung) wird durch eine l ineare Gegenkopplung mit R702, R700 und C701 eingestellt. M i t C702 wird die Frequenz in Abhängigkeit von der Spannungsverstär­ kung begrenzt.

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