TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
Tema 3: El Transistor ransistor Bipolar Bipolar INDICE 3.1 ESTRUCTURA ESTRUCTURA FISICA. TERMINOLOGIA Y SIMBOLOS.................................... SIMBOLOS....................................
3-1
3.2 CARACTERÍ CARACTERÍSTICA STICAS S ESTÁTICAS ESTÁTICAS DEL TRANSIST TRANSISTOR OR BIPOLAR BIPOLAR..... .......... .......... ........ ...
3-5
3.3 CONFIGURACIONES DE TRANSISTOR BIPOLAR.................................... BIPOLAR.............................................. .......... 3-14 3.3.1 Características Característi cas a emisor común....................................... común.............................................................. ....................................3-16 .............3-16 3.3.2 Aplicación del modelo a emisor común a análisis de un transistor bipolar polarizado............................................. polarizado.................................................................... .............................................. ........................................3-17 .................3-17 3.3.3 Dependencia de β............................................ ................................................................... .............................................. .............................3-21 ......3-21 3.3.4 Ejemplos............................................ Ejemplos................................................................... ............................................... ...........................................3-22 ...................3-22 3.4 EL BJT COMO INVERSOR.................................... INVERSOR........................................................... .............................................. .............................. ....... 3-24 3.5 EL BJT COMO AMPLIFICADOR.................................. AMPLIFICADOR......................................................... ............................................. ...................... 3-27 3.6 CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS DE UN TRANSISTOR BIPOLAR ............... 3-31 3.7 EL TRANSISTOR SCHOTTKY................................................... SCHOTTKY.......................................................................... ................................ ......... 3-32 3.8 BIBLIOGRAFIA ........................................... .................................................................. .............................................. ......................................... .................. 3-33
3-1
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
3.1: ESTRUCTURA ESTRUCTURA FÍSICA. TÉRMINOS Y SÍMBOLOS. A diferencia de los diodos, los transistores son dispositivos semiconductores de tres terminales. El principio básico de su operación es la posibilidad de controlar, mediante la tensión entre dos de esos terminales, la intensidad que para a través del tercero. Esta circunstancia se puede utilizar para generar fuentes de intensidad controladas por tensión, base del funcionamiento de los amplificadores de señal. Además, se pueden utilizar para regular el paso o no de corriente, es decir, como un conmutador real. Desde este punto de vista, su funcionamiento es básico en circuitos digitales. Un transistor bipolar de unión es un dispositivo semiconductor compuesto por tres regiones, como se muestra en la Fig. 3.1. 3.1. Cada una de las tres regiones re giones se obtiene dopando con impurezas adecuadas (aceptoras o dadoras) un substrato de material semiconductor intrínseco. El dopado de la región de emisor (n) es superior al de la región de colector, y del mismo tipo. La base también se encuentra débilmente dopada con impurezas de tipo p. La anchura de esta región de base es reducida.
n
p
Emisor
Base
n
p
n (a)
Colector
n
(b)
Fig. 3.1 (a) Estructura de tres regiones de un transistor bipolar NPN, (b) sección transversal. Se pueden identificar dos uniones PN . En primera instancia podría interpretarse que un transistor bipolar funciona de forma equivalente a dos diodos enfrentados. Sin embargo, se verá como no es así. Se pueden encontrar dos tipos de transistores bipolares en función del tipo de material utilizado para las tres regiones semiconductoras. En la Fig. 3.3 se muestra su disposición. En el 3-2
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
análisis que se desarrollará continuación se hará hincapié en la estructura NPN , aunque el comportamiento de la PNP es dual. TIPO N o NPN
N
P
N
(a)
TIPO P o PNP
P
N
P
(b)
Fig. 3.2 Estructura NPN (a) y PNP (b). Bipolar ar Junctio unctionn Transi ransisto stor r ) se distinguen En un transistor transistor bipolar, o BJT ( Bipol distinguen tres terminales terminales
externos. B (base) Contacto ohmico
N
E
P
N
(emisor)
C (colector)
Fig. 3.3 Terminales de un transistor bipolar NPN . EMISOR:
Term Termin inal al exte extern rnoo que que suel suelee esta estarr más más fuer fuerte teme ment ntee dopa dopado do de impu impure reza zass (n).
BASE:
Terminal intermedio que se conecta a la región central, dopada con impurezas tipo p. Suele ser la región menos dopada de las tres, y la más estrecha.
COLECTOR:
Extremo opuesto al emisor, del mismo tipo de dopado, pero con menor concentración de impurezas n.
BC ). Se identifican las uniones Base-Emisor ( BE ) y Base-Colector ( BC ). Asociada a esta
estructura se definen variables eléctricas de tensión e intensidad del modo indicado en la Fig. 3.4
3-3
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
B
+
+ i B
v BE
v BC
-
P
N
E i E
-
-
N
C +
vCE
iC
C -
v BC i B
(a)
+ iC
+ vCE
B
+
v BE
i E
-
(b)
-
E
Fig. 3.4 Definición de las variables eléctricas de tensión e intensidad en un transistor bipolar NPN (a) y símbolo (b). B
-
i B
v EB
vCB
+
N
P
E i E
+
+
P -
V EC
C iC
(a) +
vCB
C iC
i B
-
-
B
v EC
v EB +
i E
E (b)
+
Fig. 3.5 Definición de las variables eléctricas de tensión e intensidad en un transistor bipolar PNP (a) y símbolo (b).
3-4
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
Como criterio general, las intensidades iC , i B e iE son consideradas positivas según el sentido asociado en la Fig. 3.4. 3.4. Según este criterio, se cumplirá que iC +i B = iE . v BC es la tensión de la unión PN base-colector. La conducción asociada a dicho diodo dependerá por tanto, del signo y valor de dicha tensión. La tensión v BE controla, de modo similar, la tensión del diodo PN base emisor. Un transistor PNP funciona de forma similar, con la definición de sus terminales, variables y símbolos, tal como se muestra en la Fig. 3.5. 3.5.
3.2. CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS DEL TRANSISTOR BIPOLAR. A continuación se va a determinar el funcionamiento del transistor NPN en condiciones estáticas, es decir, considerando la relación existente entre sus variables varia bles de tensión e intensidad cuando todas ellas permanecen constantes en el tiempo. El análisis a realizar supone cuatro condiciones posibles, función de la polaridad de v BE y v BC . Considerando un modelado ideal de las tensiones en las uniones, se supondrán las condiciones de la Tabla 3.1. 3.1.
Tabla 3.1 Polarizaciones de las uniones de un transistor: (Modelo ideal) CASO
Tensiones de polarización v BE
Estado de las uniones
v BC
BE
BC
A
>0
<0
ON
OFF
B
<0
>0
OFF
ON
C D
>0
>0
<0
ON
<0
OFF
ON
OFF
El funcionamiento del transistor bipolar no se ajusta al modelado con dos diodos enfrentados. A continuación se detalla el comportamiento en las diferentes regiones de operación.
A) ZONA ACTIVA DIRECTA: CONDICIONES:
v BE > 0
Unión base-emisor polarizada en directa.
(Modelo ideal)
v BC < 0
Unión base-colector polarizada en inversa.
Estas condiciones de polarización se representan en la Fig. 3.6. 3.6. La situación para el transistor PNP es dual.En estas condiciones de polarización, el diodo PN base-emisor está conduciendo 3-5
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
v BC <0 i B
-
iC
+
+ vCE + v BE>0
i E
-
-
Fig. Fig. 3.6 3.6 Po Pola lari riza zaci ción ón en la regi región ón activ activaa dire direct ctaa ( ZAD) del del tran transis sisto torr NPN (Modelo (Modelo ideal). ideal). (polarizado directamente), mientras que el diodo base-colector está cortado (polarizado en la región inversa). El comportamiento que se puede deducir de esta situación es que la intensidad de emisor es elevada, al estar la unión BE inyectando portadores, mientras que la intensidad de colector es muy pequeña, al estar la unión BC en corte, Fig. 3.7. 3.7. Sin embargo, esta situación no se plantea, y la intensidad de colector es e s elevada (iC ). Este estado se alcanza como consecuencia de la disposición de las corrientes de portadores que se representa en la Fig. 3.7 En ella se aprecia como, en la unión base-emisor, los e- (portadores mayoritarios en el emisor) son inyectados desde el emisor a la base, y los huecos (portadores mayoritarios en la base) son inyectados desde la base al emisor. La concentración de impurezas en el emisor es muy superior, respecto de la base, lo cual hace que la corriente dominante en la interfase emisor-base sea la de los electrones. Estas cargas, al atravesar la unión base-emisor, se difunde en la base, tendiendo a atravesar la región de base. La mayoría de estos e- consigue atravesar la región de base base,, y solo solo unos unos poco pocoss se recombinan en la mism misma. a. Este Este fenóm fenómen enoo cons consist istee en la neut neutra raliz lizaci ación ón p
n i E
E
n
e- difundidos
e- injectados
e- colectados
e p+ inyectados
e- recombinados
p+ Corriente de saturación
B
i B
Fig. 3.7 Corrientes de portadores en el interior de un BJT NPN . 3-6
iC
C
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
de una carga negativa ( e-) con una positiva ( p+) al interactuar entre si. De este modo, los elect electro rone ness que que llega llegann a las prox proxim imid idad ades es de la unió uniónn basebase-co colec lecto torr “ven” un camp campoo eléc eléctr tric icoo que que los atrae hacia la región de colector. Este campo eléctrico es, si cabe, más intenso, como consecuencia de la polaridad negativa de la unión base-colector. Como conclusión, la gran mayoría de los electrones que han sido emitidos desde el Emisor, son recolectados en el Colector, y solo algunos se recombinan en la Base. Para compensar esta corriente de recombinación, la intensidad de base tomará un valor positivo (huecos penetrando hacia la base). Como conclusión, podríamos resumir el comportamiento en zona activa directa en el siguiente cuadro.
Tabla 3.2 Zona Activa Directa (Modelo ideal) CONDICIONES
➥
TENSIONES
INTENSIDADES
BE
BC
v BE
v BC
vCE
iE
iC
i B
ON
OFF
>0
<0
>0
>0
>0
>0
Elevada
Elevada
No nula
Modelo en la región activa directa:
Corriente de colector: Se expresa mediante la relación, i C
⁄ V T
v
= β I S ⋅ e BE
(3.1)
Siendo I S la intensidad de saturación, que es constante a una temperatura dada ( 10-12 a 10-15 A son valores típicos, aunque se dobla cada 5oC . V T es el potencial térmico (26mV a 25oC ). ). Esta expresión refleja la dependencia de la corriente de colector con la tensión base-emisor, responsable de la polarización directa de la unión BE .
Corriente de base: Se expresa mediante la relación, i B
v
⁄ V T
= I S ⋅ e BE
(3.2)
El parámet parámetro ro β se denomi denomina na gana gananc ncia ia de corr corrie ient ntee a emis emisor or comú comúnn . Su valo valorr apro aproxi ximad madoo para para 3-7
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
transistores actuales se sitúa entre 50 y 200. De (3.1) y (3.2) puede observarse la definición de β como, i C
β = -----
(3.3)
i B
Corriente de emisor: Se puede expresar mediante la expresión, i E
I v ⁄ V v ⁄ V (1 + β) = i C + i B = ----------------- ⋅ I S ⋅ e BE T = -----S ⋅ e BE T
β
α
(3.4)
que ha sido simplificada mediante la definición del parámetro α, β α α = ------------ ⇒ β = -----------1+β 1–α
(3.5)
como la gana gananc ncia ia de cor corrie riente nte a base base comú comúnn . Este parámetro parámetro toma valores menores que la unidad. Para una β=100, es de 0.99. Pequeñas variaciones en α generan grandes variaciones en β. Su valor no es constante, y es dependiente del nivel de corriente, siendo mayor cuanto más
elevada es la corriente de colector. En general, puede considerarse constante par a la mayoría de coefic icie ient ntee de reco recomb mbin inac ació iónn de la corr corrie ient ntee en la base base las situaciones. También denominado coef
(respecto de los electrones inyectados desde el emisor), ya que informa del porcentaje de electrones electrones que, habiendo habiendo sido inyectados inyectados desde el emisor, consiguen consiguen alcanzar el colector colector sin recombinarse en la base. De ahí su definición alternativa como, i C
α = -----
i E
(3.6)
Circuito to equiva equivalen lente te en la región región activa activa direct directaa (Model (Modeloo de primer primeraa aproxi aproximac mación ión). ). ➥ Circui Con la dependencia dependencia de las corrientes corrientes expresado anteriormente anteriormente se puede deducir deducir el circuito equivalente para la región activa directa mostrado en la Fig. 3.8. 3.8. En la figura 3.8 (a) se expresa la dependencia exponencial de la intensidad de base con la tensión base-emisor propia de una unión PN polarizada directamente. En la figura 3.8(b) se expone un modelo más simplificado para análisis a mano, que abstrae el comportamiento fundamental del transistor. En él se ha BE ) por una fuente de tensión de valor v BE (act)=0.7V , sustituido la tensión de entrada ( BE
característica del comportamiento en conducción de una unión PN . Este modelo será el empleado en lo sucesivo para el análisis de circuitos con transistores bipolares.
3-8
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
i B
iC
B
C
+ I B
I S
= ----- ⋅ e
V BE ⁄ V T
β
v BE
β I B
i E
(a) E
i B
B
iC
C
+ v BE=v BE(act)
β I B
v BE(act)=0.7V
i E
E
(b)
Fig. 3.8 (a) Circuito equivalente en la región activa activa directa. (b) Modelo equivalente.
B) ZONA ACTIVA INVERSA: CONDICIONES:
v BE < 0
Unión base-emisor polarizada en inversa.
(Modelo ideal)
v BC > 0
Unión base-colector polarizada en directa.
La situación respecto del comportamiento de los portadores de carga es similar a la descrita en el apartado A), o zona activa directa. En este caso, el terminal de emisor haría las funciones de colector y el terminal de colector de emisor, respectivamente. El comportamiento, en realidad no es simétrico puesto que el dopado de las regiones de emisor y colector no es, en general, el mismo, dando lugar a concentraciones de portadores de carga libre ( e-) muy superiores superiores en el emisor que en el colector, colector, destinados destinados a favorecer favorecer la conducción conducción en la región activ activaa direc directa. ta. A pesar pesar de que que es posib posible le defin definir ir los los coef coefici icien entes tes α y β en la regió regiónn activ activaa inve invers rsa, a, la utilidad de esta región de operación es reducida frente a las correspondientes de la región ZAD). activa directa ( ZAD
3-9
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
v BC >0 i B
-
iC
+
+ vCE + v BE<0
-
-
i E
Fig. 3.9 Polarización en la región activa inversa inversa ( ZAI ) del transistor NPN . Tabla 3.3 Zona Activa Inversa (Modelo Ideal) CONDICIONES
TENSIONES
INTENSIDADES
BE
BC
v BE
v BC
vCE
iE
iC
i B
OFF
ON
<0
>0
<0
<0
<0
>0
Elevada
Elevada
No nula
menor que en ZAD
C) ZONA DE SATURACIÓN: CONDICIONES:
v BE > 0
Unión base-emisor polarizada en directa.
(Modelo ideal)
v BC > 0
Unión base-colector polarizada en directa.
Se caracteriza porque ambas uniones se encuentran polarizadas directamente. Ambas uniones conducen e inyectan portadores mayoritarios en la región de base. En esta región ya no es válida la relación iC = β. i B. Los valores de i B son más elevados que los correspondientes a las regiones activas directa e inversa, ya que i B alimenta la corriente de minoritarios a través de las uniones BE y BC , y la recombinación de los mayoritarios en la base. La corriente de colector v BC >0 i B
-
iC
+
+ vCE + v BE >0
-
i E
-
Fig. 3.10 Polarización en la región de saturación (SAT) del transistor NPN . 3-10
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
Tabla 3.4 Zona de Saturación (Modelo ideal) CONDICIONES
TENSIONES
INTENSIDADES
BE
BC
v BE
v BC
vCE
iE
iC
i B
ON
ON
>0
>0
>0
>0 Elevada
>0 Elevada
>0 No nula
menor que en ZAD
mayor que en ZAD
es también elevada. Las dos uniones PN están conduciendo, de modo que las tensiones a través de las mismas son prácticamente constantes. Este factor condiciona la tensión colector-emisor, fijándola a un valor constante dado por, v CE
= v BE – v BC ≈ 0.8 – 0.6 = 0.2V
(3.7)
en donde se han tomado, v BE (sat)~0.8V y v BC (sat)~0.6V . El modelo de primera primera aproximac aproximación ión para el transistor bipolar en saturación se muestra en la figura 3.12. i B
iC
B
C
+ v BE=v BE(sat)
vCE=vCE(sat) -
i E
E Fig. 3.11 Circuito equivalente en la región de saturación. saturación. D) ZONA DE CORTE: CONDICIONES:
v BE < 0
Unión base-emisor polarizada en inversa.
(Modelo ideal)
v BC < 0
Unión base-colector polarizada en inversa.
Se caracteriza porque ambas uniones se encuentran polarizadas en inversa. Las uniones son atravesadas por portadores minoritarios, generando corrientes muy pequeñas derivadas de las intensidades inversas de saturación en ambas uniones ( I I se, I sc). 3-11
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
. v BC <0 i B
-
+
iC
+ vCE + v BE<0
i E
-
-
Fig. 3.12 Polarización en la región de corte (OFF) del transistor NPN .
Tabla 3.5 Zona de Corte (Modelo ideal) CONDICIONES
TENSIONES
INTENSIDADES
BE
BC
v BE
v BC
vCE
iE
iC
i B
OFF
OFF
<0
<0
?
=0
=0
=0
nula
nula
nula
El circuito equivalente correspondiente al modelo de primera primera aproximac aproximación ión se muestra en la figura 3.14.
B
C iC = 0
i B = 0
i E = 0
E Fig. 3.13 Circuito equivalente en en la región de corte. corte.
En la Tabla 3.6 se resumen las condiciones condiciones del transistor para cada una de las regiones de operación, los circuitos simplificados en cada uno de ellas y las relaciones entre sus variables necesarias necesarias para el análisis análisis de circuitos circuitos con transistor transistores. es. Asimismo, Asimismo, en la la Fig. 3.14 se represe representa ntann las diferentes regiones de operación de los transistores bipolares NPN y PNP en función de las polarizacion polarizaciones es en las uniones. Es necesario necesario puntualizar que se ha tomado un modelado modelado ideal para las uniones ( V ON = 0). 3-12
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
Tabla 3.6 Resumen: Condiciones de polarización y modelos de circuito de primera aproximación para un transistor bipolar NPN. REGIÓN
CONDICIONES v BE
MODELO Circuito
v BC
Relaciones
i B
ZAD
v BE(act)
≤ v BC (sat)
B
v BE(act) -
≤ v BE(sat)
iC =β.i B iC =α.iE
i E
Dual de la ZAD a
v BC (act)
iC
i B
B
SAT
v BE(sat)
+ v BE(sat)
vCE(sat)
vCE(sat)
-
E
B
CORTE
≤ v BE(act)
vCE(act) > 0.2V
C
βi B
E
ZAI
v BE(act) = 0.7V
iC
+
vCE(sat) = 0.2V
iC < β.i B
i E
iC
i B
≤ v BC (act)
v BE(sat) = 0.8V
C
C
iC =i B = iE = 0
i E
E
a. Se puede puede deducir deducir el el modelo modelo para ZAI intercambiando los terminales de colector y emisor, y los sentidos de las intensidades en ambos. La utilidad de hacer trabajar al transistor en esta región es muy limitada, por lo que en general se prescinde de su estudio.
v BE
ZAD
vEB
SAT
ZAD
SAT
v BC CORTE
vCB CORTE
ZAI
NPN
ZAI
PNP
(a) (b) Fig. 3.14 Regiones de operación del BJT NPN (a) y PNP (b) en función de las polarizaciones en las uniones (considerar el modelo ideal).
3-13
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
Dentro de las principales aplicaciones de los transistores bipolares encontramos: 1) Electrónica analógica en general: amplificación, osciladores, filtros, transconductores, y en general, implementación de circuitos analógicos. Se aprovecha fundamentalmente el comportamiento del transistor bipolar en la región activa directa, en la que posee una determinada relación de ganancia (tensión o intensidad) 2) Elect Electró róni nica ca digi digita tal: l: Reali Realizac zació iónn de puer puertas tas lógi lógicas cas,, para para lo cual cual se apro aprove vech chaa el funcio funcionam namien iento to del transist transistor or bipola bipolarr en conmut conmutació ación. n. Se aprovec aprovecha ha el funcio funcionam namien iento to en corte y saturación (circuito abierto y cortocircuito). 3) Electrónica de potencia: Como amplificador en gran señal ( ZAD ZAD) y como interruptor real, en convertidores de energía eléctrica.
3.3: CONFIGURACIONES DEL TRANSISTOR BIPOLAR. Para encontrar una representación del transistor bipolar en términos de sus variables eléctricas se va a utilizar el concepto general de representación BIPUERTA. Se dice que un circuito admite una representación bipuerta si es posible identificarlo mediante una puerta de entrada y otra de salida. Los pares de variables ( V i I , I i) (V o I , I o) están asociados a las variables de tensión e intensidad en la entrada y la salida respectivamente. En el caso del transistor bipolar, al tener tres terminales, estos se pueden combinar para obtener tres representaciones representaciones del tipo bipuerta: Tomando la base como terminal de referencia (base común, BC ), ), tomando el colector como terminal de referencia (colector común, CC ) y tomando el emisor como terminal de referencia (emisor común, EC ). ). Las tres aparecen representadas en la Fig. 3.16. 3.16. I o I i +
+
BIPUERTA
V i -
V o -
Fig. 3.15 Representación bipuerta de un circuito. En función del contexto, cada una de estas descripciones tendrá mayor o menor utilidad. La configuración a Emisor Común es la más utilizada, por lo que de aquí en adelante se adoptará para la descripción del transistor BJT . En este contexto, quedan justificadas las nomenclaturas: ganancia a base común ( α=iC / iE ) y ganancia a emisor común ( β=iC / i B), anteriormente anteriormente utilizadas. 3-14
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
La caracterización de cada una de estas representaciones en términos de tensiones e intensidades intensidades se deberá realizar en base al funcionamiento funcionamiento interno del transistor. Al igual que ocurriera con el diodo de unión PN , estas relaciones tensión-intensidad son complejas, y conducen a modelos con ecuaciones de dificil manejo para cálculos a mano. Por esta razón, en el apartado anterior se han obtenido modelos simplificados, derivados de la abstracción del comportamiento real del dispositivo, que a la postre permiten simplificar los cálculos, reteniendo el funcionamiento básico del componente.
BASE COMUN VARIABLES BASE COMUN (BC) +
- i E
iC
vCB
v BE
ENTRADA
SALIDA
INTERNAS
v BE , iE
vCB , iC
vCE =vCB+v BE i B = iE - iC
i B
+
-
COLECTOR COMUN VARIABLES COLECTOR COMUN (CC)
i E
i B vCB +
vCE iC
ENTRADA
SALIDA
INTERNAS
vCB , i B
vCE , iE
v BE =vCE -vCB
+
iC = iE - i B
EMISOR COMUN
+ i B vCE
+
v BE -
i E
VARIABLES EMISOR COMUN (EC) iC
ENTRADA
SALIDA
INTERNAS
v BE , i B
vCE , iC
v BC =v BE -vCE iE = i B + iC
-
Fig. 3.16 Representaciones Representaciones bipuerta de un transistor transistor bipolar. 3-15
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
3.3.1: Características a Emisor Común. En esta configuración las variables de entrada son: v BE e i B. Ambas definen la curva i B-v BE denominada característica de entrada. Este tipo de curvas incluyen además la dependencia con vCE , tensión de salida, dando lugar a una familia de curvas: para cada valor de vCE (tomado
como parámetro) se obtiene una característica i B-v BE , i B=i B(v BE , vCE ). En la Fig. 3.17 se aprecia la dependencia de la corriente de base con la tensión BE . Los valores de i B son del orden de decenas de µ A, mientras que el valor de v BE permanece acotado al tratarse de la caida de tensión en una unión PN , que se sitúa en torno a los 0.6-0.8V . i B
SAT
ZAD
OFF 0.5
0.7
v BE[V]
Fig. 3.17 Características de entrada a emisor común. En la que se distinguen tres zonas de trabajo: 1) CORTE:
v BE < 0.6 [V]
2) ZAD
0.6 < v BE < 0.8 [V]
3) SATURACIÓN
v BE > 0.8 [V]
Se puede tomar como modelo en la región activa directa: v BE (act)=0.7V , mientras que en saturación v BE (sat)=0.8V . Para este modelo, se supone que la entrada en la región activa directa direc ta se produce a partir de v BE (act) > 0.6V , y no a partir de un valor positivo de la tensión base emisor, como indica la gráfica de la Fig. 3.14(a), 3.14(a), correspondiente a una situación ideal. La característica de salida a emisor común representa iC = iC (vCE , i B), es decir, para cada valor de i B, se obtiene una característica de salida iC versus vCE . 3-16
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
ZAD
ZAI
vCE (V )
vCE (V )
v RUP(V )
Fig. 3.18 Características de salida a emisor común. En esta curva aparece la intensidad de colector para cada c ada valor de la tensión colector emisor. Se han fijado una serie de valores de la corriente de base, que sirve como parámetro para definir la familia de curvas de salida a EC . En la que se distinguen tres zonas de trabajo: 1) CORTE:
vCE > 0, iC =0, i B~0, v BE < v BE (act)
2) ZAD
vCE > 0.3V , vCE < v RUP, iC > 0, iC = β.i B
3) SATURACIÓN
vCE > 0, pero de valor pequeño ( 0.1-0.3V), iC > 0 vCE (sat) ~ 0.2V
3.3.2: Aplicación del modelo a emisor común al análisis de un transistor BJT polarizado. En este apartado se van aplicar los modelos deducido anteriormente para el transist or bipolar al análisis de un circuito en gran señal. El circuito se muestra en la Fig. 3.19. 3.19. Consta de un transistor bipolar, Q, dos resistencias, R B (resistencia de base) y RC (resistencia de colector) y una fuente de alimentación V CC . La señal de entrada del circuito es V i, mientras que la señal de salida es Vo. Se supone que V i puede variar en el rango [0,V CC ]. El terminal de emisor se encuentra conectado a la tensión de referencia, por lo que se puede utilizar de un modo natural la representación a emisor común. El análisis de este circuito se va a plantear incrementado la tensión de entrada desde 0 hasta V CC . Para cada valor de V i, es necesario: 3-17
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
1) Determinar la región de operación del BJT y sustituir el modelo correspondiente. 2) Resolver el circuito bajo las hipótesis de comportamiento de Q. 3) Comprobar que el resultado es consistente con las hipótesis de partida. 4) Dete Determ rmin inar ar el rang rangoo de oper operac ació iónn resp respec ecto to de V i para para el que que mant mantie iene ne este este comportamiento. V CC RC V i
R B
V o
Fig. 3.19 Circuito bajo estudio. Se va utilizar el modelo del BJT anteriormente presentado en el análisis de un circuito. Se han de determinar las diferentes regiones de operación del transistor Q en función de los valores de la tensión de entrada. Se trata por tanto de un análisis en gran señal. En análisis análi sis se especifica a continuación. (a) Para valores pequeños de la tensión de entrada, V i, la tensión v BE de Q será reducida. En concreto, se puede determinar el rango de valores de V i que colocan a dicha tensión por debajo de 0.6V , de modo que la unión EB esté siempre cortada. Esta situación provoca que la intensidad de base sea muy pequeña (aproximadamente nula) si el transistor estuviese cortado. Esta hipótesis es consistente, ya que i B=iC =0 implica que v BC < 0. En estas condiciones: si V i < V 1 y v BE < 0.6V entonces V o=V CC donde el valor de V 1 es algo superior a 0.6V , en concreto, es aquel que coloca al transistor Q en el límite entre la zona de corte y activa directa. Si se supone que la intensidad de base es nula en este punto, el valor de V 1 será 0.6V . (b) Se supone que la tensión de entrada sigue incrementándose hasta que alcanza valores
3-18
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
superiores a V 1, lo cual provoca que v BE > 0.6V y Q se pueda encontrar en la región activa directa. Se puede trabajar sobre este supuesto. De este modo, la conducción de la unión BE provoca que i B > 0 y no nulo. Simultáneamente, iC > 0, e iE > 0. El incremento de iC hace bajar la tensión de salida por debajo de V CC (V o=V CC -iC . RC ), de modo que la tensión colector colector emisor se reduce paulatinamente. paulatinamente. Dado que la tensión tensión de base aparece limitado por la unión base emisor en conducción, se puede suponer que la unión basecolector es negativa, y que nos encontramos en la región activa directa: v BE > 0, v BC < 0. Un breve análisis del circuito nos lleva a las siguientes ecuaciones: V i – v BE = --------------------
(3.8)
V i – v BE = β ⋅ --------------------
(3.9)
= V CC – R C ⋅ i C
(3.10)
i B
i C
V o
R B
R B
Utilizando como valor de v BE , v BE (act)=0.7V . Un valor de β típico se sitúa en el rango de 50 a 200.
(c) Ante un incremento superior de V i, la corriente de colector es tan elevada que puede dar lugar a una tensión vCE muy pequeña, y a la polarización de la unión Base-Colector en directa. Esta situación se corresponde con el paso de Q a la región de saturación. En esta región, la dependencia de iC =β . i B no se cumple, y aunque un incremento i ncremento de i B incide en un aumento de iC , ya no lo hace con un factor de proporcionalidad tan elevado como en la zona activa directa. Nótese que en esta región, el modelo utilizado: v BE (sat)=0.8V y vCE (sat) sat) = 0.2V .2V , da lugar a una simplificación notable del análisis a nálisis a realizar. realiza r. La intensidad de colector queda fijada a, I C (s at )
V CC – v CE (s at ) = -------------------------------------
(3.11)
V i – v BE (s at ) = --------------------------------
(3.12)
R C
mientras que la de base a, I B(s at )
R B
3-19
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
de modo que iC se hace independiente de i B a partir de un cierto valor valor de la misma: β.i B(sat), que coincide coincide con el último punto de la región región de activa activa directa. A partir de ahí iC es siempre menor que i B. β. Se puede definir un nuevo valor valor de β, βForzada, del siguiente modo i (s at )
C β Forzada = ---------------⇒ β Forzada < β
(3.13)
i B
que será siempre menor que β en la región activa directa, y que nos informa de una forma rápida de la situación de Q. La tensión de salida mientras dure esta situación es vCE (sat)= (sat)= 0.2V 0.2V . ZAD
iC
SAT
Fig. 3.20 0.2
vCE[V]
OFF
ESTUDIO GRÁFICO Se puede establecer el comportamiento cualitativamente a partir de las característica de salida a EC del transistor y utilizando el concepto de recta de carga. En la Fig. 3.21 aparecen representadas representadas ambas. La familia de curvas de salida para Q, para diversos diversos valores de i B, y la recta de carga: iC =iC (vCE , RC , V CC ). Esta recta representa el lugar geométrico de todos los puntos de operación posibles de Q para unos valores de RC y V CC dados. La La curva de salida sobre la que el BJT trabaja en cada instante se determina mediante i B, dependiente de la tensión de entrada. Así se puede estudiar la evolución Q de sobre la recta de carga car ga cuando se incrementa i B desde cero:
PUNTO A:
i B=0, V i=0, la situación de Q es CORTE
PUNTO B:
V i > 0.6V , i B > 0 y dependiente de V i. Q se encuentra en la ZAD, para la que iC = β. i B, V i = i B. R B + v BE .
En esta región, a medida que se incrementa incre menta V i (i B) se recorren los puntos C y D. PUNTO E:
v BE >=0.8V , y el transistor se encuentra en la región de saturación.
Incluye también al punto F. F. 3-20
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
iC
i B
F V i
E D
Q
V i C B A
0.5 0.7
v BE[V]
vCE[V]
(a)
(b)
Fig. 3.21 Características de entrada (a) y salida (b).
La función característica que se obtiene para el circuito se muestra de forma aproximada en la Fig. 3.22. 3.22. V o V cc
OFF
ZAD
A
B
SAT
C D E F vCE (sat)
V i
Fig. 3.22 Función característica.
3.3.3: Dependencia de β: El parámetro de ganancia a emisor común en ZAD (β) relaciona la intensidad de base con la de colector. Dicha relación deja de ser válida en saturación, aunque no deja de cumplirse hasta la frontera: ZAD -- SAT . Este punto pertenece a ambas regiones, por lo que se puede plantear la relación i Blim
i C (s at ) = ----------------
β
(3.14)
siendo i Blim, el último valor de i B para el que es válido la relación iC =β . i B, antes de entrar en 3-21
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
saturación. Para valores de i B > i Blim, el BJT está metido en saturación. De este modo se puede deducir que i B > iC (sat) / β. definiendo el factor de sobreexcitación como: Factordesobreexitacion
i
B = -----------
(3.15)
i Blim
De esta forma, para cada valor de β, existe un i Blim que define la frontera entre la zona activa directa y saturación. Se puede ahora plantear la situación en la que existe un rango de valores de β en el rango [ βmin, βmax]. Para los dos extremos de rango encontramos valores límites distintos de i B: I Blim 1
I
Csat = -----------
β mi n
I Blim 2
I
Csat = -----------
(3.16)
β ma x
siendo iC (sat ) = (V CC -vCE (sat ))/ ))/ RC el mismo para ambos (no función de β). Dado que βmax > βmin se cumplirá que i Blim2 < i Blim1
Si la situación de Q ha se ser siempre saturación, con independencia de las fluctuaciones de β, se habrá de toma el valor de βmin, que nos conduce a un valor de i Blim superior para el diseño
del circuito de polarización correspondiente. El peor caso, en saturación, se dará para β=βmin. Si β > βmin, la intensidad intensidad β.i B > iC (sat) y por lo tanto entrará en la región de saturación saturación para valores más pequeños de i B, esto es, para cualquier β. Por el contrario, para asegurar que el transistor se encuentra siempre en la zona activa, se debe tener en cuanta βmax. Si en la situación de máxima ganancia de corriente de base, βmax. i B, intensidad de colector no es suficiente para colocar a Q en saturación, no entrará para ningún otro β < βmax.
3.3.4: Ejemplos EJEMPLO 1: Analizar el circuito indicando el punto de operación. β=100. V CC =10V RC =4.7K Ω
V BB=4V
V o
R E=3.3K Ω
3-22
Fig. 3.23
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
Hipótesis 1: Q está es la región de corte. Quiere decir que iC =iE =i B=0. La tensiones en los nudos del transistor son: V C =V CC V B=V BB V E =0 4V, lo cual es incongruente con la hipótesis de partida de modo que v BE = 4 - 0 = 4V
(v BE < v BE (act) ). Hipótesis 2: Q está es la región activa directa. Se deduce que v BE (act)=0.7V e iC =βi B. Se puede calcular la tensión de base y la corriente de emisor: V BB= v BE (act) + iE . RE luego iE = 1mA.
Además, la corriente de base se relaciona con la de emisor: i B= 1/(1+β) . iE = 9.9µA, e iC = β . i B = 0.99mA.
Así pues V C =V CC - iC .RC = 10 - .99 . 4.7 = 5.34V V B=V BB V E = iE . RE = 3.3V
Obteniéndose, v BC = -1.35V , que es consistente con la hipótesis 2 ( v BC < v BC (sat)=0.6V ). ). El transistor está en ZAD.
EJEMPLO 2: Considerar en el ejemplo 1 que V BB= 6V . Hipótesis 1: Q está es la región de corte. Se deduce que no lo está, est á, como en el ejemplo anter anterior. ior. Hipótesis 2: Q está es la región activa directa. Se deduce que v BE (act)=0.7V e iC =βi B. Siguiendo los mismos pasos que en el ejemplo anterior se llega al resultado: v BC = 6 - 2.574 > v BC (sat). Esto anula la validez de la hipótesis.
Hipótesis 3: Q está es la región de saturación. se deduce que v BE (sat)=0.8V y vCE (sat)=0.2V . Se puede deducir la intensidad de emisor: iE = (V BB - v BE (sat) ) / RE = 1.58 mA . V E = iE . RE = 5.2V . iC (sat) = (V CC - vCE (sat) - V E )/RC = 0.98mA. i B = 0.6mA.
De este modo, el valor de la ganancia a emisor-colector: βForzada = iC /i B = 1.62, lo cual es congruente con la hip3 (β < 100). 3-23
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
EJEMPLO 3: Analizar el circuito. β=100. V CC =10V RC =2K Ω
R B=100K Ω
V BB=4V
Fig. 3.24 Hipótesis 1: Q está es la región de corte (v BE < v BE (act)), de modo que v BE = V BB es imposible. Hipótesis 2: Q está es la región activa directa. Se puede calcular la intensidad de base: i B = (V BB - v BE (act) )/ R B = 33µ A. iC = β . i B = 3.3mA V C = V CC - iC . RC = 3.4V v BC = V B - V C = 0.7 - 3.4 = -2.7V < v BC (sat) = 0.6V. vCE = -V C = 0.7V O. K. , V C =3.4V >v CE (sat)=0.2V.
3.4: EL TRANSISTOR TRANSISTOR BIPOLAR BIPOLAR COMO INVERSOR. INVERSOR. Entre las formas de operación del BJT figura el funcionamien funcionamiento to en conmutación conmutación.. En este modo de operación, el transistor cambia de una región de operación a otra para realizar una determinada funcionalidad, como la de inversor lógico. El comportamiento del circuito de la figu figura ra se corr corresp espon onde de con con la caract caracterí erísti stica ca de tran transfe sferen rencia cia de un inve invers rsor or lógi lógico co.. Si identificamos el cero lógico con un valor bajo de tensión, p. e. V o=vCE en la región de V o
V CC
V CC
RC
V i
R B
OFF
ZAD
SAT
V o
vCE (sat)
(b)
(a)
Fig. 3.25 (a) Circuito. (b) Curva de transferencia. 3-24
V i
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
saturación, y el “uno lógico” con un valor elevado de tensión, p. e. vCE en corte, podríamos asociar la función función lógica al inversor: inversor: V o = V i (lógica (lógica positiva). positiva). La evolución evolución en el tiempo de salida frente a una señal cuadrada será: V i V i
t
V o
V o
(a)
(b)
Fig. 3.26 (a) Formas de onda de entrada/salida. (b) Símbolo de un inversor lógico. La caracterización completa de esta puerta lógica se realizará en temas posteriores (puerta lógicas - definición de los niveles de entrada - salida, tiempos de conmutación, etc). Sin embargo, el funcionamiento como inversor implica la alternancia entre las regiones de corte y saturación en gran señal. Para ello se ha de tener en cuenta: 1.- Las señales de entrada ha de tener un amplio rango de valores que lleven al BJT a un estado “bien definido”. Además, tales señales de entrada han de ser estables. 2.- La transición entre corte y saturación ha de realizarse real izarse en el menor tiempo posible a través de la región activa directa.
Influencia de R B y RC en el comportamiento del inversor: Estado de corte: No es conflictiva desde el punto de vista de R B y RC puesto que se obtiene para V i=0, situación en la que las intensidades en Q son casi nulas. Estado de saturación: Para polarizar el transistor en saturación, la tensión de entrada ha de ser lo suficientemente elevada. A continuación se considerará la influencia de R B y RC por separado, para así aislar sus efectos. (a) RC =cte, V CC conocida. La influencia de R B se puede estudiar a partir de la ecuación de polarización de la base: i B
V i – v BE (sa t ) = ------------------------------- R B
3-25
(3.17)
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
I B alto), La definición de i B, fija la curva de salida del transistor. Para valores pequeños de R B ( I
la curva de salida se corresponde con valores de iC más elevados, y que por tanto aproximan el comportamiento de Q más a saturación. De otro modo, los valores de R B mayores alejan al transistor de zona de saturación, y representan el peor caso desde el punto de la polariza ción en la región de saturación. iC
V I
R B-
= i B ⋅ R B + v BE
i B
vCE[V]
Fig. 3.27 Dependencia con R B. Asimismo, calculado el valor de i B(sat) necesario para llevar el transistor a la región de saturación, se puede calcular el valor máximo que puede tener la resistencia de base como, R B
V i – v BE (s at ) = -------------------------------i B(s at )
(3.18)
(b) R B = cte, V CC conocido. La influencia de RC se manifiesta en la pendiente de la recta de R B), a medida que se carga, Fig. 3.28. 3.28. Se puede apreciar como, para un valor constante de i B ( R
incrementa la resistencia de colector, el transistor tiende a colocarse más profundamente en la región de saturación. De otro modo, si se reduce el valor de RC , la tensión vCE tiende a incrementarse, intentando sacar al transistor transis tor de la región de saturación. El peor caso de elección de RC para la polarización en saturación se da para su valor más pequeño. iC
V CC
RC-
= i C ⋅ R C + v CE i B
V CE[V]
Fig. 3.28 Dependencia de la polarización con RC . 3-26
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
3.5: EL TRANSISTOR TRANSISTOR BIPOLAR COMO AMPLIFICADOR. Los transistores se encuentran encuentran dentro de los denominados denominados elementos activos, ya que, bajo determinadas condiciones, son capaces de entregar a una carga una potencia mayor que la que absorben a su entrada. La aplicación de esta propiedad permite la utilización del transistor bipolar como amplificador de señal o de ganancia de tensión, es decir, un BJT es capaz de amplificar una señal alterna de entrada dando lugar a una señal de alterna a la salida de mayor amplitud. Este razonamiento no contradice el principio de conservación de la energía, ya que la energía entregada ala carga procede de la fuente de alimentación. El amplificador se encarga de transformar la energía procedente de una señal de continua, en otra de alterna. Para operar como amplificador el BJT ha de estar polarizado en la región activa act iva directa. Los elementos de polarización deberán ser seleccionados para garantizar el funcionamiento en esta regi región ón (resi (resiste stenc ncias ias,, fuen fuentes tes). ). El prin princip cipio io de opera operació ciónn del del tran transis sisto torr como como ampl amplifi ificad cador or se basa basa en el concepto de pequeña señal, y exige que en todo el rango de señal, el BJT no pase a corte o saturación. La configuración más simple de amplificador que podemos encontrar es la mostrada en la Fig. 3.29. 3.29. En ella aparecen dos resistencias (colector y base). La entrada del circuito tiene dos componentes: V I , en gran señal para la polarización del transistor, y vi, en pequeña señal, que es la tensión que se desea amplificar. amplificar . Para analizar el comportamiento como amplificador es necesario: 1) Localizar el punto de trabajo, Q. 2) Realizar un análisis en pequeña señal en Q.
V CC RC V o
V i
vi
R B
V I
Fig. 3.29 Circuito de amplificación.
3-27
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
1) PUNTO DE TRABAJO, Q: Para su determinación, se consideran las condiciones de polarización en DC , es decir, decir, se anulan las fuentes de alterna (vi = 0), y se resuelve el circuito. circuito. La solución solución define el punto de trabajo trabajo.. Gráficam Gráficament entee es posibl posiblee visualiz visualizar ar la localiz localizació aciónn de Q si se cons consid ider eran an las características de entrada y salida a emisor común del transistor. Las coordenadas del punto Q i B
iC
Q(V BE , I B)
0.5 0.7 V I
Q(V CE , I C ) v BE[V]
= i B ⋅ R B + v BE
V CE[V] V CC
(a)
= i C ⋅ R C + v CE
(b)
Fig. 3.30 Polarización de las características de entrada (a) y de salida (b). dependen de los parámetros de la red de polarización: R B, RC , β y V I . La resistencia R B se suele tomar para localizar Q en una región intermedia entre corte y saturación que optimice el rango de operación. operación. No No debe ser excesivamen excesivamente te baja para para evitar que que entre en saturación. saturación. La resistencia resistencia de colector define la pendiente de la recta de carga en las curvas de salida. A mayor pendiente, mayor excursión de tensión para los mismos niveles de intensidad de colector, lo cual equivale a mayor ganancia en tensión. No obstante, para un valor de RC demasiado elevado, el transistor se puede colocar en saturación. 2) ANALISIS EN PEQUEÑA SEÑAL Parte de que el BJT se encuentra polarizado en el punto Q situado en la zona activa directa. DC ) y se analiza el comportamiento del Se consideran nulas las polarizaciones de continua ( DC
circuito excitado exclusivamente por las señales de alterna de entrada (vi). De este modo, se calculan las oscilaciones de las variables sobre el punto de operación. Se sigue la notación convencional: ( i E = I E + i e ),
v BE
= V BE + v be
( i C = I C + i c ),
v BC
= V BC + v bc
( i B = I B + i b ),
v CE
= V CE + v ce
3-28
(3.19)
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
i B ib Q t
Entrada vi
t
v BE[V]
t
iC vbe ic Q
t
i B
t
vCE[V] vo
Salida
Fig. 3.31 Representación gráfica del proceso de amplificación. Para realizar este análisis se requieren modelos en pequeña señal para el BJT . Para ello, se linealiza el comportamiento del BJT a en un entorno del punto de operación. Las variables ib, vbe, ic y vce describen estas oscilaciones en torno al punto de operación. La relación entre ellas
se obtiene a partir de las expresiones completas de i B e iC aproximadas en Q. Así. para i B e iC consideramos en la región activa directa: v
⁄ V T
i B
= I S ⋅ e BE
i C
= β I S ⋅ e BE
v
⁄ V T
(3.20) (3.21)
Estas expresiones se pueden linealizar considerando su aproximación en un entorno del punto de operación. ∂i ∂V BE
I
C -------------
CQ = --------= g m Q
V T
3-29
(3.22)
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
siendo gm la transconductancia. Un valor típico es de 40mA/V . Según esto, se cumplirá la relación: ic = gm . vbe. Además, ∂i ∂V BE
I
1 BQ = --------= -------
B -------------
V T
Q
(3.23)
r be
siendo r be la resistencia base-emisor. Un valor típico es de 1K Ω. El modelo en pequeña señal del BJT a emisor común se muestra en la Fig. 3.32. 3.32. Aparece una i b
i c +
b
c
v be
g m.v be
r be
-
ie
e
Fig. 3.32 Modelo del BJT en pequeña señal (estática). fuente de intensidad controlada por tensión, gm. A partir de este modelo se puede obtener la ganancia en tensión de vo respecto de vi. Para ello, es necesario calcular la relación vo /vi sobre el circuito de la Fig. 3.34. 3.34. En él se han eliminado las fuentes de continua, que han de colocarse a tierra, preservando sólo la de alterna a la entrada como excitación. i b +
R B
i c +
b
c
v be
g m.v be
r be
-
vi
RC
e
-
+
v o
ie -
Fig. 3.33 Modelo del circuito amplificador en pequeña señal (estática). Mediante un sencillo cálculo se obtiene la relación: A v
R ⋅ r
v
C be = -----o = – g m ⋅ -------------------r be + R B vi
3-30
(3.24)
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
en donde Av es la ganancia en tensión a bajas frecuencias en pequeña señal del amplificador de la Fig. 3.29. 3.29. El valor de la ganancia es función de gm, que a su vez depende de las coordenadas del punto de operación ( I C/ V T ). Esto quiere decir que la red de polarización ( V CC , R B y RC ) RC ) influyen indirectamente en la ganancia del amplificador. Asimismo, para mayores cargas ( R
mayor ganancia en tensión. El signo negativo procede de la inversión de señal a la salida (amplificador inversor).
3.6:
CARACTERÍSTICAS
DINÁMICAS
DE
UN
TRANSISTOR
BIPOLAR. Las características dinámicas del transistor Bipolar vienen determinadas por la existencias de capacidades en las uniones BE y BC . Asociadas a cada una de ellas se encuentran las capacidades de empobrecimiento o deplexión (C je, C jc respectivamente) y las capacidades de difusión (C de, C dc respectivamente). Las primeras son generadas como consecuencia de la creación de regiones de empobrecimiento en las interfases de las uniones. Las cargas iónicas, no compensadas con cargas móviles, dan lugar a una capacidad BE y BC . Esta capacidad depende de forma no lineal con v BE y v BC , aunque para análisis simplificados pueden aproximarse a valores constantes. Las segundas, capacidades de difusión, proceden de las existencia de portadores móviles en la base (corrientes de mayoritarios que atraviesan la región de base). En la región de saturación, ambas uniones están polarizadas en ON e inyectan portadores mayoritarios, por lo que ambas capacidades de difusión son de relevancia. Por cont contra, ra, en la ZAD, solo solo la capa capaci cida dadd de difu difusi sión ón de la unió uniónn BE es rele releva vant nte, e, al esta estarr en ON dicha unión. Los fenómenos asociados a la carga y descarga de estas capacidades parásitas provocan que la respuesta del BJT aun estímulo no sea instantánea. En función del contexto (tipo de análisis) de operación del circuito: gran señal o pequeña señal, el análisis necesario para tener en cuenta estas capacidades es diferente, teniendo como denominador común la complejidad del cálculo. a) GRAN GRAN SEÑA SEÑAL: L: Las Las trans transici icion ones es entr entree CORTE -SAT no son son inst instan antán táneas eas.. Esto Esto quier quieree decir decir que el tiempo de transición o conmutación entre ambos estados de una puerta lógica es finito y limita la máxima frecuencia de operación de un circuito digital.
3-31
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
Entrada
t Salida
t
Fig. 3.34 Ilustración de los tiempos de conmutación de un inversor BJT. B) PEQUEÑA SEÑAL: La respuesta de un amplificador ha de ser lineal y constante en el rango de frecuencia para el que opera (ancho de banda), de modo que el análisis se realiza incorporand incorporandoo al modelo modelo en pequeña señal estático (sección 3.5) las capacidades capacidades parásitas. El modelo para este tipo de análisis se muestra en la Fig. 3.35. 3.35. i c
i b
b
+ C bc
r be
v be
c g m.v be
C be
-
ie
e
Fig. 3.35 Modelo dinámico en pequeña señal de un BJT.
3.7: EL TRANSISTOR SCHOTTKY. Supone una modificación del transistor BJT para evitar la región de saturación. Para un BJT en saturación, las condiciones de operación son las siguientes: SATURACIÓN : v BE (sat) = 0.8V , vCE (sat) (sat) = 0.2V 0.2V --------> v BC (sat) = 0.6V
De modo que para evitar que el transistor entre en la región de saturación es suficiente con evitar que v BC alcance los 0.6V . Para conseguir este efecto, se puede colocar un diodo Schottky entre la base y el terminal de colector. El diodo comienza a conducir a para una tensión ánodo-
3-32
TEMA 3: EL TRANSISTOR BIPOLAR
cátodo de 0.4V , limitando los valores superiores. De esta forma se consiguen las siguientes condiciones: SATURACIÓN: v BE (sat) = 0.8V , vCE (sat)=0.3-0.4V ---- V SCH (ON)=0.4-0.5V.
La aplicación de este tipo de transistores se centra en circuitos de alta velocidad de conmutación, debido a que la transición de saturación a corte requiere de un tiempo de retardo que se puede reducir notablemente.
(a)
(b) Fig. 3.36 Transistor schottky : (a) Realización y (b) Símbolo.
3.8 BIBLIOGRAFIA. [SEDR9 [SEDR91] 1]
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3-33