YILDIZ TEKNİK ÜNİVERSİTESİ ELEKTRİK-ELEKTRONİK FAKÜLTESİ ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ BÖLÜMÜ Bitirme Tezi
Anahtarlamalı Güç Kaynakları ve Uygulaması
Tez Danışmanı:Prof. Dr. Hacı BODUR
01012167 Emre Kabaca 01012177 Murat Çelik 01012175 Erkin Girgin
-2-
İstanbul 2005
YILDIZ TEKNİK ÜNİVERSİTESİ ELEKTRİK-ELEKTRONİK FAKÜLTESİ ELEKTRİK MÜHENDİSLİĞİ BÖLÜMÜ Bitirme Tezi
Anahtarlamalı Güç Kaynakları ve Uygulaması
Tez Danışmanı:Prof. Dr. Hacı BODUR
01012167 Emre Kabaca 01012177 Murat Çelik 01012175 Erkin Girgin
-3-
İstanbul 2005 İÇİNDEKİLER Sayfa ÖNSÖZ.................................................................................................................................4
ŞEKİL LİSTESİ
-4-
ÖNSÖZ Günümüzde teknolojinin gelişmesiyle birlikte en verimliyi en ucuza elde etme çabaları sonucu,dc gerilimin elde edilmesinde bazı gelişmeler kaydedilmiştir.Uzun yıllar kullanıla gelen Lineer güç kaynaklarının bazı dezavantajlarının giderilmesi için yapılan çalışmalar sonucu Anahtarlamalı Güç Kaynakları(AGK)ortaya çıkmıştır.Özellikle verim büyük
-5-
ölçüde arttırılmış ve hacim oldukça küçülmüştür.İlk başlangıçta uzay gemilerinde ve uçaklarda kullanılan bu tip kaynaklar endüstride birçok alanda yaygın olarak kullanılmaya başlamış ve her geçen gün kullanımı yaygınlaşmaktadır. Tezin konusunu Anahtarlamalı Güç Kaynaklarının incelenmesi ve Düşürücü(Buck) tipi bir AGK uygulama devresinin geliştirilmesi oluşturmaktadır. Çalışmalarımız sırasında bizden yardımlarını esirgemeyen ve gecesini gündüzüne katıp bize destek olan danışman hocamız Sayın Prof. Dr Hacı BODUR’a ve Arş Gör. İsmail AKSOY’a teşekkürlerimizi sunarız.
ÖZET Günlük hayatta ve endüstride kullanılan elektronik cihazların bir çoğu doğru akımla çalışır.Küçük güçlü cihazların beslenmesinde gerilim küçük ise pil veya akümülatör kullanılabilir.Büyük güçlerde bu çözüm pratikliğini kaybeder.Yüksek güçlü cihazlar için
-6-
gerekli gücün alternatif gerilim şebekesinden doğrultarak elde edilmesi daha uygun ve ekonomik olur. Alternatif şebeke geriliminde doğru gerilim elde etme işlemine doğrultma denir ve bu işlemi gerçekleştiren düzeneğe doğrultucu adı verilir.DC gerilim elde etmenin en klasik yolu lineer güç kaynakları olarak bilinen devrelerden yararlanmaktır.Bu tip kaynaklar birçok yerde kullanılır.Çıkış geriliminin sabit ve düzgün olması gibi ihtiyaçları mümkün olduğu kadar karşılar.Yük veya giriş gerilimindeki değişliğe karşı çok küçük çıkış gerilimi değişikliği ,geniş ayar sahası,basit kısa devre koruması ve az sayıda eleman ile çok basit bir yapısının olması gibi avantajlara sahiptir.Diğer bir taraftan,ağır ve pahalı trafo kullanma zorunluluğu büyük hacim ve ağırlık düşük verim gibi dezavantajları vardır. Özellikle yüksek güçlerde verimin düşmesi ve hacmin aşırı derecede artışı anahtarlamalı
güç
kaynaklarının
geliştirtmesine
sebep
olmuştur.Anahtarlamalı
kaynaklarda ya direkt olarak yada trafo yardımı ile bir dc kaynak elde edilir.Bir kontrol devresi
yardımıyla
DC
PWM
sinyali
oluşturulur.Anahtarlama
elemanına
kuvvetlendirilerek verilir.Böylece çıkış devresinin kontrolü sağlanır.Bu düşürücü tip de 0 ile giriş gerilimi arasında bir çıkış gerilimi elde etmek demektir.
ABSTRACT Most of the electronic equipments which are used in industries and casual life is supplied direct current. İf the power of equipment is small, dry cell or storage battery is used. At highpowers,this is useless .It will be more economical, if the power is obtained from main supply using rectifiers for high power apparatus
-7-
Getting dc current from ac supply is called rectification. The classic way of obtaining dc voltage is using of linear power supply. This type of supplies is used in lots of systems. Linear power supplies meet constant output voltage. They have simple protection circuit for short circuit and require not many components. Also their construction is not complicated.On the other hand,the necessity of using heavy and expensive transformer, being bulky and heavy, and having small efficient are most important disadvantages of them. Especially at high powers, decreasing the efficiency and the extremely increasing volume has resulted to improve switching power supplies(SMPS).In a SMPS dc current which is obtained either direct or using high frequency transformer. DC PWM created by the control circuit. It connect the signal to switching component which is probably work at high frequency
BÖLÜM 1 GİRİŞ Bir çok analog ve dijital sistemlerde regüleli DC kaynak kullanımı gereklidir. Bu güç kaynakları dizayn edilirken aşağıdaki noktalara dikkat edilmelidir 1-Regüleli çıkış: Giriş gerilimi ve çıkış akımında belirli sınırlar içersindeki değişikliklere karşı çıkış gerilimi sabit tutulmalıdır.
-8-
2-İzolasyon: Çıkış geriliminin giriş gerilimi ile izolasyonlu olması gerekebilir. 3-Verim: Kayıplar mümkün olduğu kadar az dolayısıyla verim yüksek olmalıdır. 4-Güç Faktörü:
Ham DC gerilim AC bir kaynaktan elde ediliyorsa reaktif güç
oluşmaması için güç faktörü yüksek olmalıdır. 5- Çok çıkış: Bir kaynaktan farklı akım veya gerilim değerlerine sahip birden fazla çıkış elde edilebilmelidir. 6-Boyut:Güç kaynağının boyutları olabildiğince küçük olmalıdır. DC gerilim elde etmek için kullanılan güç kaynaklan genel olarak iki gruba ayrılır. 1- Lineer güç kaynakları 2- Anahtarlamalı güç kaynakları Tezin konusunu oluşturan anahtarlamalı güç kaynaklarının avantajlarının daha iyi anlaşılabilmesi için lineer güç kaynaklarının genel olarak gözden geçirilmesi yararlı olacaktır. 1.1
Lineer Güç Kaynakları
Şekil 1.1'de bir lineer güç kaynağının genel devresi görülmektedir. İstenilen gerilim değerini elde etmek ve giriş çıkış arasında izolasyon sağlamak için 50 Hz' de çalışan bir transformatör’e ihtiyaç vardır. Gerekli gerilim elde edildikten sonra AC gerilim doğrultucular vasıtasıyla dalgalı DC gerilime dönüştürülür. Dalgalı DC gerilimi süzmek için bir filtre kondansatörü kullanılır.Elde edilen DC gerilim, şebeke gerilim değişimleri ile orantılı olarak değişir.Ayrıca kondansatör kullanılmasına rağmen DC gerilimdeki dalgalanma yüksektir.Seri geçişli güç elemanı kullanılarak tam doğru DC gerilim elde edilir.
-9-
Vce=Vd-Vo
doğrultucu
Io
E
C +
+
Transformatör B
Vo
Giriş 1 veya 3 faz
Vd
SÜRME DEVRESİ
HATA DEDEKTÖRÜ
Vo
R
yük
Vo ref
-
Filtre kondansatörü
Şekil 1-1 DC gerilim devresi Çıkış gerilimi sabit tutulmak istenildiğinde geri besleme devresi kullanılır. Vo çıkış gerilimi ile Vref karşılaştırılır.Buradan elde edilecek işaret ile transistorun kapı akımı arttırılır veya azaltılır.Kullanılan transistor ayarlı direnç gibi davranır.Giriş ile çıkış arasındaki fark gerilim (V-Vo) transistor uçlarında görülür ve güç kaybına sebep olur. Uygulamada en çok kullanılan ± 5V, ± 9V, ±12V, ±15V ve ±24V gerilim değerleri için özel regülatörler üretilmiştir.Kullanımı Şekil 1.2'de gösterilmiştir. Doğrultulmuş ve filtre edilmiş Vj gerilimi Şekil 1.3'deki gibi olacaktır.Transistordaki güç kaybını minimuma indirmek için transformatör dönüştürme oranına dikkat etmek gerekir.Gerilim düşümlerini karşılayacak kadar yüksek olduğu gibi Vo'dan da küçük olmalıdır. +XX
78xx D1
D3 C4
220 volt
0
C3
D4
D4 79xx
Şekil 1-2 Regülatörler yardımıyla DC gerilimin elde edilmesi
-XX
- 10 -
Lineer güç kaynaklarının yapısı karmaşık olmayıp kolayca dizayn edilebilir. Gürültü seviyeleri ve cevap verme süreleri düşüktür.Bunlara karşın 50-60 Hz bileşenleri nedeniyle ağır ve geniş hacimli transformatör ile filtreleme elemanı gerektirir.Maliyet arttığı gibi yer açısından da önemli zorluklarla karşılaşılabilir. Bu tip kaynakların verimleri de oldukça düşüktür.Verimin azalmasıyla birlikte kaynak üzerindeki güç kaybı artmakta ve bu kayıp elemanlar üzerinde ısı olarak açığa çıkmaktadır.Isınma
arızalara
sebep
olabileceği
gibi
ilave
soğutma
tertibatı
gerektirebilir.Giriş ile çıkış arasındaki gerilim farkı arttıkça verim düşer.Bu değişim boyutları ve maliyeti 100 Watt'ın üstündeki güçlerde kullanılmalarını engelleyecek şekilde artışa neden olmaktadır. Anahtarlamalı güç kaynaklarının yaygın olarak kullanılmasıyla birlikte, kullanım alanlarının <50 W gibi bir bölgeye sıkışacağı tahmin edilmektedir.Elektromanyetik girişimin kesinlikle düşük olması gereken yerlerde kullanılması zorunlu hale gelmektedir. Lineer güç kaynakları ile ilgili bazı denklemler aşağıdaki şekilde verilebilir: Pi = Vi * I i P0 = V0 * I 0
PK = (Vi − V0 ) * I 0 ŋ=
P0 V0 = Pi Vi
(Giriş gücü ) (Çıkış gücü)
(Kayıp güç) (Io ve I 1 için verim)
(1.1) (1.2)
(1.3) (1.4)
- 11 -
BÖLÜM 2 ANAHTARLAMALI GÜÇ KAYNAKLARI Son zamanlarda yaygın olarak kullanılan yeni bir DC kaynak tipidir.Anahtarlamalı güç kaynaklarını(AGK) lineer güç kaynaklarından daha avantajlı kılan en önemli iki özellik verim ve hacimdir, lineer güç kaynaklarında ortalama verim <%50 iken anahtarlamalı güç kaynaklarında %80-90'lar civarındadır. Doğrultulmuş ve filtre edilmiş şebeke geriliminin yüksek frekansta kıyılmasından dolayı sadece anahtarlama kayıpları mevcut olup, pasif elemanlardaki güç kaybı çok düşüktür. Genel olarak anahtarlamalı güç kaynaklarında, çıkış güç katındaki yarı iletken kontrollü eleman ya da elemanlar uygun bir frekans ve aralıklarla anahtarlanır, dalgalı bir
- 12 -
DC gerilim veya AC gerilim üretilir. DC gerilim doğrudan AC gerilim ise doğrultularak süzülür. Böylece,düzgün ve ayarlanabilen veya regüleli bir DC gerilim elde edilmiş olur. Anahtarlamalı temel DC – DC dönüştürücüler, bir kontrollü yarı iletken güç elemanı, bir yarı iletken güç diyotu ve bir anahtarlama endüktansından oluşan temel üç elemanın farklı şekillerde bağlanmasıyla elde edilmiştir. Devrede ya tam iletimde ya da tam kesimde olarak çalıştırılan kontrollü güç elemanına, güç anahtarı veya aktif eleman denilmektedir. Diyot ise yarı iletken pasif güç elemanıdır. Ayrıca, çalışma frekansına göre endüktans değerinin yeterince büyük olduğu ve böylece endüktanstan geçen akımın genellikle kesintisiz ve düzgün olduğu kabul edilmektedir. Anahtarlamalı DC – DC dönüştürücülerin çalışma prensibi, anahtarlanan endüktansın enerji aktarımına dayalıdır. Bu dönüştürücülerde, bir anahtarlama peryodu içerisinde ya güç anahtarı ya da güç diyotu iletimdedir. Genellikle, anahtar iletimde iken endüktansa enjekte edilen enerji, diyot iletimde iken çıkışa aktarılır.
Şekil 2.1 2.1
Anahtarlamalı güç kaynağı genel devre şeması
Genel Bir Sınıflandırma
Çıkış güç katındaki elemanlara göre anahtarlamalı güç kaynakları, • Diyot ve Kondansatörlü • Endüktans ve Tek Çıkışlı • Transformatörlü
- 13 -
olmak üzere üç kısıma ayrılır. 1. Diyot ve kondansatörlü anahtarlamalı güç kaynaklarının, a) Düşürücü b) Yükseltici c) Düşürücü-Yükseltici olmak üzere 3 türü mevcuttur. Bu kaynaklar, genellikle düşük akımlarda girişten daha yüksek gerilimler elde etmek için kullanılır. İşitme aletlerinde, sıvı kristal göstergeli saatlerde
ve
pil
gerilimlerinin
yükseltilmesinde
bu
kaynaklar
yaygın
olarak
kullanılmaktadır. 2. Endüktans ve tek çıkışlı ( temel, izolasyonsuz ) anahtarlamalı güç kaynaklarının, a) Düşürücü ( Buck ) b) Yükseltici ( Boost ) c) Düşürücü-Yükseltici veya Ters Çıkışlı ( Buck-Boost ) olmak
üzere
3
türü
bulunmaktadır.Genel
olarak,
bu
kaynakların
tasarımı
transformatörlü olanlardan daha kolaydır.Ancak, en önemli dezavantajları giriş ve çıkış arasında toprak izolasyonunun olmamasıdır. 3. Transformatörlü ( izolasyonlu ) anahtarlamalı güç kaynaklarının ise, a) Geri Dönüşlü ( Fly Back ) b) İleri Yönlü ( Forward ) c) Tam Köprü ( Full Bridge ) d) Yarım Köprü ( Half Bridge ) e) Push – Pull ( Push-Pull ) türleri mevcuttur. Bu kaynakların en önemli özelliği, giriş ile çıkış arasında tam izolasyonun sağlanması ve çok sayıda çıkışın elde edilebilmesidir. 2.2 Giriş Devresi Giriş devresi için gerekli olan düzenlemeler şunlardır.
- 14 -
1-Doğrultucu devre elemanları uygun değerlerde seçilmelidir. 2-DC
giriş gerilimindeki dalgalanma konverterin gerilim dalgalanma sınırları içinde
olmalıdır. 3-AC gerilim devreye uygulandığında filtre kondansatörünün şarj olması için geçecek olan ani giriş akımı devrenin zarar görmemesi için emniyetli bir sınırda tutulmalıdır. 4-AC şebekedeki ani aşırı gerilim yükselmelerine karşı devre korunmalıdır. 5-Yüksek frekanslı anahtarlamadan dolayı oluşacak RFI ve EMİ problemine karşı tedbir alınmalıdır. 2.2.1 Giriş Doğrultucu Elemanlarının Seçimi İster köprü isterse ayrı ayrı elemanlardan oluşan bir doğrultucu devresi kullanılsın şu noktalara dikkat edilmelidir. a-)Elemanın akım değeri: Diyotlardan geçecek akım güç kaynağının gücüne bağlıdır. Seçilen diyotların akımı nominal çalışmada gerekli olan akımın en az iki katı seçilmelidir. b-) Ters kapama gerilimi: Doğrultma elemanları devrenin yapısına bağlı olarak ters yönde büyük bir gerilime maruz kalabilirler. Bu nedenle normal olarak 220 volt'luk bir şebekede en az 600 V veya daha fazla gerilime dayanıklı olmalıdır. c-)İlk çalışma
anında
oluşabilecek yüksek akım dalgalanmasına dayanıklı A2sn
değerine sahip olmalıdır. 2.3 Filtreleme Kondansatörü Seçimi Doğrultulan dalgalı DC gerilimi süzmek için devreye bağlanan filtre kondansatörü(C) kullanılır.Kondansatöre
paralel
olarak
bağlanan
direncin
devrenin
çalışmaması
durumunda kondansatörün deşarj olması için konulmuştur.Güç kaybının fazla olmaması için direnç değerleri yüksek seçilmelidir Kondansatörün kapasite değeri aşağıdaki ifade ile hesaplanır. C=
I *t ∆V
C:Kapasite değeri I:DC baradan çekilecek akım
(2.1)
- 15 -
t:Kondansatörün akım vereceği süre Δ:Müsaade edilen gerilim dalgalanması 2.4
Ani Giriş Akımının Sınırlanması
İlk anda giriş filtre kondansatörü boş iken devreye enerji verildiğinde filtre kondansatörünün şarj olması için yüksek bir akım geçer.Bu ani akımı taşıyan doğrultma diyotları zarar görebilir.Genelde bu yüksek şarj akımını sınırlamak için iki yöntem kullanılır.Birincisi,ilk anda kondansatör bir direnç üzerinden şarj edilir.Şarj işlemi tamamlandıktan sonra direnç bir triak, bir tristör veya bir röle üzerinden kısa devre edilir. İkincisi ise şarj devresi üzerine NTC termistör bağlamaktır.Termistör ilk anda soğuktur ve yüksek direnç gösterir.İçinden akım geçtikçe ısınır ve ısınmasıyla birlikte direnç değeri dahada düşer.Uygun termistör seçilerek nominal yük akımında minimum direnç değerine ulaşması temin edilmelidir. Direnç kullanılması durumunda tristör veya triyak'ı tetiklemek için ilave bir tetikleme devresi gerekir.Kullanılan elemanın akım değeri ve soğutma elemanları konverterin gücüne göre tespit edilir.Termistör kullanılması halinde ise konverter kullanılır iken herhangi bir sebeple enerji kesilmesi halinde konverter devre dışı edilmelidir. Termistör ün soğuması için gerekli süre kadar bekledikten sonra konvertere tekrar enerji verilmelidir. Aksi halde termistör sıcak iken direnci düşük olacağından kondansatör şarj akımı diyotlara zarar verebilir. 2.5
Aşırı Gerilim Koruması
Normal olarak şebeke gerilimi 220 V olmasına rağmen endüktif yükün anahtarlanması veya yıldırım düşmesi gibi bazı durumlarda gerilim dalgalanmaları oluşabilir.Bu tip gerilim piklerini yok etmek veya etkisini azaltmak için en yaygın olarak kullanılan eleman metal oksit varistörlerdir.Varistör ya AC baraya ya da DC baraya paralel olarak bağlanır. Varistör ayarlı direnç gibi davranır.Uçları arasında yüksek bir gerilim görüldüğünde empedansı ani olarak çok düşük değerlere iner ve giriş geriliminin emniyetli bir seviyede tutulmasını sağlar.Geçici enerji varistör üzerinde harcanır.Eğer aşırı gerilim uzun süreli olursa varistör patlar ve yenisi ile değiştirilmesi gerekir.Normalde varistör gerilimi şebeke geriliminden % 1 5-20 daha yüksek değerde seçilir. 2.6
Girişimlerin Bastırılması
- 16 -
Anahtarlamalı güç kaynakları hem iletim hem de yayılım girişimlerine sebep olurlar. İletim girişimi esas itibariyle AC şebeke kabloları aracılığı ile taşınır ve AC şebekenin kirlenmesine sebep olur.
ş1
+
Tristör,triyak veya role kontağı
L1
Cy
Ac şebeke
D1
D2
R1 D3
D4
Cx
Cx
Cy
C
R4
L2
Vi
-
Şekil 2-2 İletim girişiminin bastırılması
Bunu engellemenin en etkin yolu AC şebeke ile konverter arasına alçak geçiren bir filtre koymaktır.Bu amaç için manyetik kuplajlı Lı ve L2 bobinleri ile Cx ve CY kondansatörleri kullanılır(Şekil 2.2).L 1 ve L2 arasındaki manyetik bağ, her birinin oluşturacağı AC giriş akımının manyetik etkisini azaltacak şekilde düzenlenmiştir. Genel olarak Lı, L2, Cx ve Cy'nin değerleri L 1 = L2 = 2 - 50 mH Cx = 0.1 - 1 nF CY = 2200 pF - 0.033 uF arasında seçilir. Ancak gerçek değerler çalışma frekansı ve konverterin gücüne bağlıdır. 2.6.1
Yayılım Girişimlerinin Bastırılması
Yayılım girişimleri üç sınıfta toplanabilir 1- Kapasitif etkiden dolayı oluşan manyetik girişim 2- Endüktif etkiden dolayı oluşan manyetik girişim 3-
Elektromanyetik
(EM) dalgadan dolayı oluşan manyetik girişim
- 17 -
İlk girişim bir gerilim kaynağı tarafından üretilir ve çevrede bir elektrik alanı oluşur. Korunacak yani ekranlanacak nesne ile girişim kaynağının arasına topraklanmış metal levha konmak suretiyle minimuma indirilebilir.Ayrıca elektrik alanın yayılmasını engellemek için girişim kaynağı tamamıyla metal kutu içine alınabilir. İkinci tip girişime bir akımdan dolayı oluşan manyetik alan sebep olur.Üçüncü tip girişim,akım taşıyan iletkenlerin yaydıkları radyo dalgaları tarafından oluşturulur.Bu girişim diğerlerinden çok farklıdır.Diğer girişimlerden çok daha uzak mesafelere yayılabilir.EM dalga esasen bir enerji yayılımıdır Endüktif bileşen ve EM dalgadan dolayı oluşan girişimleri azaltmak için şu noktalara dikkat etmelidir. 1-Yüksek frekansta yüksek akım taşıyan iletkenlerin uzunlukları mümkün oldoğu kadar kısa tutulmalıdır. 2-Akım çevrelerinin alanları küçük tutulmalıdır. 3- Eğer uygun ise birbirlerine sarılmış iletken çiftleri kullanılmalıdır. 4- Güç kaynağı topraklanmış bir metal kutu ile ekranlanmalıdır.
- 18 -
BÖLÜM 3 ENDÜKTANSL1 VE TEK ÇIKIŞLI KONVERTERLER Endüktanslı ve tek çıkışlı devreler kendi aralarında dört gruba ayrılır. l-Buck(Düşük gerilim veren) konverter 2-Boost(yüksek gerilim veren) konverter 3-Buck - Boost(hem düşük hem yüksek gerilim veren) konverterler 4-İzolesiz Cuk konverteri Buck konverterde çıkış akımı düzgün,fakat giriş akımı dalgalıdır.Boost konverterinde giriş akımı düzgün, çıkış akım dalgalı Buck-Boost konverterde ise hem giriş hem de çıkış akımı dalgalıdır.Son zamanlarda geliştirilen Cuk konverterinde hem giriş hem de çıkış akımı düzgündür. Düşürücü (buck) dönüştürücünün devre şeması ve bu devrenin kararlı rejimdeki çalışması ilgili temel dalga şekilleri aşağıda verilmiştir.Bu dönüştürücüde, temel olarak, güç anahtarı iletimde iken giriş gerilim kaynağı hem çıkışı besler hem de endüktansa ilave bir enerji enjekte eder ve güç diyotu iletimde iken endüktanstaki bu ilave enerji çıkışa aktarılır.Kararlı rejimde çalışan bu dönüştürücüde,sıfır ile giriş gerilimi arasında kontrol
- 19 -
edilebilen DC çıkış gerilimi elde edilir.Güç elemanları giriş gerilimine maruz kalır Endüktans çıkışa seri bağlı olduğundan, ortalama olarak endüktans akımı çıkış akımına eşittir, çıkış akımındaki dalgalanma ve gerekli kondansatör değeri çok düşüktür.Fakat, giriş gerilim kaynağından çekilen akım çok dalgalıdır. Ig
It
IL
Iç
L
T
+ Ug
Ig
D
C Id
Rc
Uç -
Şekil 3.1 Buck konverter genel devre şeması
3.1
Genel Tanımlar TP = T1 + T2
(3.1)
T1:Transistor’ün iletim süresi T2:Diyotun iletim süresi TP:Anahtarlama(Darbe) peryodu IL=IT+ID
(3.2)
IT:Transistor akımı Id:Diyot akımı IL:Endüktans akımı λ=
T1 I T = , TP I L
(3.3)
1 TP
(3.4)
T1=λ.TP, T2=(1-λ)TP
(3.5)
fp =
- 20 -
IT=λ.IL,
ID=(1-λ)IL
(3.6)
Fp:Anahtarlama(Darbe) frekansı λ:Bağıl İletim süresi 3.2
Kesintisiz Mod'da Çalışma
Devre girişine V1 gerilimi uygulanması durumunda çıkışta regüleli Vo gerilimi elde edilir.Normal çalışma durumunda Q anahtarı yüksek frekansta darbe genişlik modülasyonuna göre iletime sokulur ve çıkartılır.Bu anahtarlama sonucu oluşan dalga değişimleri Şekil 3 2'de gösterilmiştir.Devrenin çalışması incelenirken aşağıdaki kabuller yapılmıştır. • Konverter kararlı halde çalışmaktadır. • Anahtarın kapama durumunda akımın sıfıra düşmemesi için L yeterince büyük seçilmiştir.
3.3
Temel Devre Şekilleri
- 21 -
Şekil 3.2
3.4
λ:2/3 için Temel dalga şekilleri
Çıkış Geriliminin Hesaplanması
- 22 -
T1 aralığı için; di L U g − U Ç = , dt L
(3.7)
T2 aralığı için, Uç di L =− dt L
(3.8)
bağıntıları yazılabilir.Bu bağıntılardan, T1(Ug-Uç)=T2.Uç Uç=
λ=
T1 Ug TP
(3.9) (3.10)
T1 olduğuna göre, Tp
Uç=λ.Ug
Ig=λ.Iç veya λ=Ig/Iç
(3.11)
Iç=IL Bağıntıları geçerlidir. 3.5
Endüktans Akımındaki Dalgalanmanın Hesabı
T1 ve T2 aralıkları için aşağıdaki eşitlikler yazılabilir. ∆I L U g − U ç = T1 L
(3.12)
∆I L U ç = T2 L
(3.13)
3.12’den Uç= L
∆I L =
T1U g L
−
∆I L bulunur.Bu ifadede (3.13)’de yerine konulursa; T2
T1 ∆I L T2
(3.14)
- 23 -
∆I L = λ (1 − λ )
Ug
(3.15)
f p .L
sonucu bulunur. d∆I L / dλ = [(1 − λ ) − λ ] ∆I LMax =
Ug fb L
(3.16)
→ 1 − 2λ = 0 → λ = 1 / 2
Ug
(3.17)
4. f p L
3.6
Kesintili Mod'da Çalışma
Kesintisiz çalışma durumunda L sürekli yani hiç bir zaman sıfıra düşmez.Ancak yük direnci RL büyük ve L endüktansı çok küçük olursa bu durum geçerliliğini kaybeder.Bu şartlar altında Q anahtarının kesimde olduğu zaman içinde bobin akımı IL sıfıra düşer. Elemanlar üzerindeki akım ve gerilim değişimleri bu duruma bağlı olarak değişiklik gösterir.Dalga şekilleri incelendiğinde kesintisiz çalışmaya göre şu değişikliklerin meydana geldiği görülür 1- Bobin endüktansının küçük olmasından dolayı, IL akımındaki artış ve azalma oranı daha yüksektir 2- λ2 serbest geçişi diyotunun bağıl iletimde kalma süresi olmak üzere;bobin akımı il t = λT + λ 2T ’de sıfıra düşer. 3- (λ + λ 2 )T < t < T aralığında Endüktans akımı sıfırdır.Bundan dolayı bobin uçlarındaki ortalama gerilim sıfır olmalıdır. 3.7 Eğer oldukça
Kesintili ve Kesintisiz Çalışma Mod'larının Karşılaştırılması konverterler kesintisiz mod'da çalışıyorsa L yeterince büyüktür ve IL akımı düzgündür.Bundan dolayı kesintisiz çalışmada Vo çıkış geriliminde daha az
dalgalanma vardır ve daha az elektromanyetik girişim ortaya çıkar. Kesintisiz çalışmada çıkış gerilimindeki dalgalanma; ∆VO =
T2 λ (V İ − V0 ) 8C L L
(3.18)
dir. Büyük L endüktansı CL kondansatörü seçilirse Vo'daki dalgalanma çok küçük yapılabilir. Kesintili çalışmada ise;
- 24 -
∆Vo =
V T 2 λ2 (V İ − V0 ) İ 8.C L L V0
2−λ
Vİ V0
(3.19)
dir. Sonuç olarak Kesintisiz çalışmada çıkış gerilim dalgalanması daha düşüktür.Aynı Io çıkış akımı için endüktans ve anahtarlama elemanı üzerindeki pik akımlar kesintili çalışmada kesintisiz çalışmaya göre daha yüksektir. Verim: Anahtarlama elemanı ve serbest geçiş diyodu üzerindeki gerilim düşümü dikkate alınmaz ise verim %100 olur.Gerilim düşümü dikkate alınırsa Q üzerinde λT 1 ve D üzerinde λ2T süresince gerilim düşümü olur. PKAY = VQ I 0
λ.T + V D I 0 (λ 2 T / T ) T
PKAY = I 0 (VQ λ + V D λ 2 )
η=
P0 V0 = P0 + PKAY V0 + I 0 (VQ λ + V D λ2 )
(3.20) (3.21) (3.22)
olarak elde edilir.
3.8
Boost Konverter Yüksek gerilim veren veya step-up konverterler de denir.Çıkış gerilimi giriş
geriliminden daha büyüktür.Boost konverter genelde düşük güçlerde kullanılır(<10 W) Bir elektronik devre için gerekli olan 12 veya 15 voltluk gerilim 5 volt seviyesindeki bir pil geriliminden elde edilmesinde yararlanılır.Bir bataryanın gerilimi deşarj olmasıyla birlikte düşme gösterir.Batarya geriliminin normal seviyenin altına düşmesi halinde gerilim dengesini sağlamak için boost konverterden yararlanılabilir.Devrede kullanılan manyetik kuplajın elde edilmesi kolaydır.Giriş ile çıkış arasında herhangi bir izolasyon mevcut değildir.Çıkış kondansatörünün kapasite değerinin fazla yüksek olmasına gerek yoktur.
Şekil 3.3’te bir boost konverter devresi görülmektedir.Şekil 3.4 ise dalga şekillerini göstermektedir.Noktalı çizgiler kesintili çalışmaya ait değişimleri göstermektedir.
- 25 -
Konverterlerin çalışması : t = 0 anında Q anahtarı iletime sokulur ve 0 < t < λ T aralığında iletimde tutulur. Bu aralıkta i L bobin akımı
d il Vi = dt L oranında lineer olarak artar. D diyotu kesimdedir ve giriş devresinden çekilen enerji bobin endüktansında depolanır. Enerji miktarı ise ,
W =
1 2 L( I p ) 2
(3.23)
değerindedir. T = λ T anında anahtarın kesime alınması ile birlikte D diyodu iletime geçer ve i L bobin akımı d i l Vi − Vo = dt L
(3.24)
oranında lineer olarak azalır. λ T < t < T süresi boyunca bobin endüktansında depo edilen enerji Vi giriş kaynağından sağlanan enerji ile birlikte çıkış devresine aktarılır. CL çıkış kondansatörü giriş gerilimi Vi ile bobin geriliminin toplamındaki bir değerde şarj olur.Bu nedenle Vo çıkış gerilimi Vİ giriş geriliminden daha yüksektir.Kesintisiz çalışma için boost konverterlerin çıkış gerilimi iL bobin akımının değişiminden hesaplanabilir.
Vi − (Vi − Vo ) λ ⋅T = (1 − λ ) T L L
(3.24)
- 26 -
Vi −V V λ ⋅ T = i (1 − λ ) T + o (1 − λ ) T L L L
(3.25)
denklem düzenlenecek olursa, Vi = V o ( 1 − λ ) Vo =
Vi 1− λ
(3.25)
Kesintili çalışma durumu için çıkış gerilimi 1 + 1 + 4 λ2 G R L Vo = Vi ⋅ 2
(3.26)
L Df DC
Vi
Q
CL V
RL
Şekil 3.3 Boost konverterlere ait bağlantı şeması dir . Burada G = T / 2 L dir Kesintili çalışma ile kesintisiz çalışmayı birbirinden ayıran kritik endüktans değeri Şekil 3.5'endüktans göre hesaplanırsa:
I0 =
ABC üçgenin alanı 1 Vi = λ ⋅ T (1 − T ) T 2 LKRİR
ve
I0 =
V0
RL
(3.26)
olduğuna göre V0 1 (1 − λ ) Vo = λ ⋅T R L 2 LKRİR
(3.27)
1 2 LKRİR = ⋅ RL ⋅ λ ⋅ (1 − λ ) ⋅ T 2
(3.28)
2
- 27 -
olarak hesaplanır.
Q1 ‘ in iletim durumu iletimde
kesimde
iletimde
kesimde
iL
d iL Vi = dt L
T1
iQ
d iL Vi − V0 = dt L
λ2 T
T
t
iQ = iL
iQ = 0
t
- 28 -
iD
iD = iL
iD = 0
t
Kesintiliçalışma için
Vo
V0 =
1 Vi 1− λ
Kesintisizçalışma için t
Şekil 3.4 Boost konverterler dalga şekilleri Eğer konverterler kesintisiz mod'da çalışıyor ve büyük değerli L kullanılmış ise i L bobin akımı(giriş akımı) çok düzgündür. Kesintili çalışma için çıkış gerilimindeki dalgalanma ∆V0 =
I0 T CL
λ (3.29)
- 29 -
iL
d iL Vi = d t Lkrit
A
Vi λ ⋅T Lcrit I0
T1
B
(1 − λ ) ⋅ T
C
t
Şekil 3.5 IL akımının kesintili çalışmadan.kesintisiz çalışmaya geçişteki değişimi kesintisiz çalışmada ise
∆ V0 =
I 0 ⋅T CL
(1 − λ 2 )
(3.30)
dir. λ 2 D diyodunun bağıl iletimde kalma süresidir ve
λ2 = λ ⋅
Vi Vo − Vi
(3.31)
ile hesaplanabilir. Boost konverterlerinde verim
η=
Vi − VQ V0 V0 + V D − VQ Vi
(3.32)
ifadesi ile hesaplanır. DC gerilimi izole etmek için L yerine bir transformatör bağlanması durumunda flyback konverterleri elde edilir. Sekonder devresinde birden fazla sargı kullanılarak çok çıkışlı bir kaynak elde etmek mümkündür.
- 30 -
3.9
Buck-Boost Konverteri
Hem düşük hem de yüksek gerilim veren veya ters polarite çıkışlı konverterler de denir.Adından da anlaşıldığı gibi giriş geriliminin yönünü değiştiren ve ayrıca çıkış gerilimini giriş gerilimine göre düşük veya yüksek olarak ayarlayabilen bir konverterler çeşididir. Anahtarın iletim anında bir endüktansta depo edilen enerji anahtarın kesim durumunda çıkışa aktarılır.Giriş ve çıkış devresi arasında yalıtım yoktur.Manyetik kuplajın elde edilmesi kolaydır.Buck-Boost konverterler daha çok düşük güçlerde kullanılır. Bir çok elektronik devre dengeli pozitif ve negatif gerilim gerektiren entegreler ihtiva eder.Böyle bir devre bataryadan beslenirse, bataryanın kullanımıyla birlikte gerilim dengesizliği ortaya çıkar veya tek bir bataryadan dengeli bir kaynak üretilmek zorundadır.Bu buckboost konverterlerin uygulanması için uygun bir durumdur.Buck-boost konverterlerin devresi şekil 3.6'da ,akım ve gerilim dalga şekilleri ise şekil 3.7'de şekil 3.8'de gösterilmiştir.
3.9.1
Kesintisiz Mod'da Çalışma
t = 0 anında Q anahtarı iletime sokulur i L bobin akımı d i L Vi = dt L
(3.33)
oranında lineer olarak yükselir. Anahtar 0 < t < λ T iletimde tutulur. Bobin akımı yükselmeye devam eder. ii = i L , i D = 0 t = λ T anında Q kesime alınır.Bu anda bobin akımı;
Ip =
Vi T1 L
(3.34)
- 31 -
ve depo edilen enerji; 1 2 W = L⋅I p 2
(3.35)
dir.Bobin akımı azalmaya başlayacağından uçlarındaki gerilimin yönü değişir.D diyodu iletime geçer ve akım L-RL-D yoluyla devresini tamamlayarak hem yükü besler hem de C L çıkış kondansatörünü şarj eder. λ T < t < T aralığında anahtar kesimde tutulur. i L akımı D yoluyla devresini tamamlarken d i L − V0 = dt L
(3.36)
eğimi ile azalmaya devam eder. Bobin akımı diyot akımına eşittir. Bu aralıkta bobin akımı sıfıra düşecek olursa kesintili çalışmaya geçilmiş olur.
A
Df
ii
Q
DC
I0
iD
B
iL
L
Vi
CL
V0
RL
E
Şekil 3.6
Buck-Boost Konverter Devresi
t = T anında anahtar iletime sokulur.Tekrar peryot başından çalışma başlar. i D = 0 olduğu sürece CL'de depo edilen enerji çıkış gerilimini yaklaşık olarak sabit tutar.Eğer CL büyük seçilirse Vo daki dalgalanma minimumda tutulur.Vo çıkış geriliminin değeri kararlı çalışmada i L akımının değişiminden elde edilebilir. i L = λ ⋅T
Vi L
0
(3.37)
- 32 -
i L = (1 − λ ) T
V0 L
(3.38)
λT
λ ⋅T
Vi V = (1 − λ ) T 0 L L
(3.39)
λ ⋅Vi 1−λ
(3.40)
V0 =
olarak elde edilir.Bağıl iletimde kalma süresi λ değiştirilmek suretiyle çıkış gerilimi kontrol edilebilir.Tek devre üzerinden λ < 0.5 için girişe göre düşük bir gerilim, λ > 0.5 için ise yüksek bir gerilim elde edilmiş olur. λ 'nın
artması ile birlikte bütün
elemanların pik akım değerleri artar.Yüksek λ değerlerinde kondansatördeki akım dalgalanması çok yükselir.Kondansatör şarj akımı üçgen bloklar haline gelir.Bu ise eleman seçimini zorlaştırır. 3.9.2
Kesintili Çalışma Mod'u
Anahtarın kesim süresi içinde i L bobin akımının sıfıra düşmesi durumundaki çalışmaya kesintili çalışma denir.Yük direnci ve L endüktansı küçük seçilirse bu mod çalışmaya geçilir.Şekil 3.7'de akım ve gerilim dalga şekilleri görülmektedir.Bobin akımı incelenirse,bir periyot boyunca ortalama bobin enerjisi sıfırdır.
λ ⋅T
Vi V = λ2 ⋅T 0 L L
Q1 ’in iletim durumu
(3.41)
- 33 -
i le t im d e k e s im d e ile t im d e k e s im d e iL
∆iL = (1 − λ )T
d iL Vi = dt L
V ∆i L = λ T i L T1
V0 L
d iL − V0 = dt L
(1 − λ ) T
t
ii
ii = iL
ii = 0
t
iD iD = iL I0
iD = 0 T1
(1 − λ ) T
t
- 34 -
V0
V0 =
λ Vi 1− λ
t
0
Şekil 3.7
λ2 = λ ⋅
Kesintisiz Çalışma Mod'una Ait Buck-Boost Dalga Şekilleri
Vi Vo
(3.42)
ile t im d e k e s im d e ile t im d e k e s im d e iL
d iL Vi = di L ∆ iL = λ T
d iL V = − 0o dt L Vi L λ2 T
T1
t
ii
ii = iL
ii = 0
t
- 35 -
iD iD = iL
λ2 T
T1
V0 = λ ⋅Vi ⋅
V0
I0 T
t
RL T λ > ⋅Vi 2L 1− λ
t
Şekil 3.8
Buck-Boost Konverterde Kesintili Çalışmaya Ait Dalga şekilleri 2
V 1 2 ⋅ L ⋅ ( ∆i L ) = o ⋅ T 2 RL 2
(3.43) 2
V V 1 ⋅ L ⋅ λ ⋅ T i = 0 ⋅ T 2 L RL V0 = λ ⋅Vi 3.9.3
RL ⋅T 2⋅ L
(3.44)
(3.45)
Kesintili ve Kesintisiz Mod Çalışmanın Karşılaştırılması
Buck konverterlerin aksine,buck-boost konverterde kesintisiz çalışma çıkış akımının düzgünleştirilmesinde etkili olmaz.Kesintisiz çalışmada çıkış gerilimdeki dalgalanma ∆V0 =
I0 T CL
∆V0 =
λ ⋅Vi 1− λ
(3.46)
- 36 -
idi.Buradan λ çekilir ve yukarıdaki denklemde yerine konursa ; ∆V0 =
V0 I T ⋅ 0 V0 + Vi C L
(3.47)
elde edilir Kesintili çalışma için gerilim dalgalanma ifadesi buck konverterlerin kesintili çalışmasına benzer şekilde bulunabilir. λ 2 < t < T aralığında çıkış akımının tamamının C L tarafından sağlandığı düşünülürse ∆V0 =
I 0 ( T − λ2 T ) I 0 T (1 − λ 2 ) = CL CL
burada
λ2 =
λ ⋅Vi V0
(3.48)
(3.49)
dır.Buck-boost konverterin kesintisiz çalışması çıkış gerilimindeki dalgalanmayı azaltmada önemli bir faktör değildir. Verilen bir lo çıkış akımı için anahtarlama elemanındaki tepe akımı kesintili çalışmada kesintisiz çalışmadakinden daha yüksektir. 3 .10
İzolesiz Çuk Konverteri
Daha önce anlatılan konverterlerde giriş ve çıkış akımında az veya çok bir dalgalanma mevcuttur.Ancak Cuk konverterde uygun bobin düzenlemesi yapıldığında sıfıra yakın bir dalgalanma mevcuttur.Şekil 3.10'de gösterilmiştir.Cuk konverteri boost konverteri ile bir buck konverterinin kaskad bağlanması gibi düşünülebilir.Şekil 3.9'da ise Cuk konverterinin nasıl oluştuğu görülmektedir.Her iki konverterde de anahtarlama elemanı ve serbest geçiş diyotu ortak alarak kullanılır. Şekil 3.9'dan;
V '0 =
1 ⋅Vi 1− λ
V0 = λ ⋅V ' 0
(boost kısım için)
(buck kısmı için)
- 37 -
V0 =
λ ⋅Vi 1− λ A
(cuk kısımı için) iLA
LA
iC
+
(3.50) LB
C
C
iD
iQ
Q DC
iLB
D
Vi
-
CL
RL
V0
+
E
Şekil 3.9
Cuk Konverteri
Boost konverterdeki düzgün giriş akımı ve buck konverterdeki düzgün çıkış akımı özellikleri Cuk konverterde birleştirilmiştir. Fakat Cuk konverteri kesintisiz çalışmada çalışırsa bu özellik gerçekleşir. Düzgün
giriş
veye
çıkış
akımı
hiç
dalgalanma
olmadığı
anlamına
gelmez.Cuk konverter akımındaki dalgalanmayı azaltmak Şekil 3.10'de gösterildiği gibi LA ve LB bobinlerinin birbirleri ile kuplajlanması ile mümkündür.Q anahtarı kapatıldığında hem i LA hem de i LB aynı anda artmak isteyecek, ancak manyetik kuplajın bağlantısından dolayı çok düşük bir oranda artış olacaktır.Aynı şekilde Q anahtarı kesime alındığında çok az bir düşme görülecektir.Böylece giriş ve çıkış akımlarındaki dalgalanma daha da azaltılmış olacaktır. LA ve LB bobinlerinin yerine bağımsız primer ve sekonder sargılarına sahip 1/1 dönüştürme oranlı bir transformatör kullanılırsa izoleli cuk konverteri elde edilmiş olur.
- 38 -
V '0
A
V
LA
iLA
+
'
C
Q
RL′
Q
LB
0
Vi
iLB
B RL
D
CL
+
D
E
V0
E (b)
(a)
Şekil 3.10
Cuk konverterlerin oluşumu
Devrenin çalışması: Kondansatör ve bobinlerde önceden depo edilmiş herhangi bir enerji yok iken devrenin girişine gerilim uygulandığında C kondansatörü LA ve D üzerinden Vi gerilimine kadar şarj olur t = O anında Q anahtarı iletime sokulursa giriş gerilimi Vi doğrudan LA bobinine uygulanır. LA da depo edilen enerji artmaya başlar. Bu arada C uçlarındaki gerilim Q anahtarı aracılığıyla diyot uçlarına ters yönde uygulandığından diyot kesime girer. Bobin akımı d i LA Vi = dt LA
(3.51)
değerinde lineer olarak yükselir.C kondansatörü
çıkışı
besleyen
bir kaynak gibi
davranır. Kondansatör enerjisi bir yandan çıkış devresine
T1
T2
λ
(b) T
- 39 -
VP
A2 Vi
VLA
(c)
A1 0V
0V V0
VLB
(d)
VP
d iLA Vi = dt LA
d iLA (V p − V0 ) = dt LA
d iLB (V p −V0 ) = dt LB
(f) d iLB V0 = dt LB
Şekil 3.11
(e)
Cuk konverterleri dalga şekilleri
- 40 -
iC
iLA
iQ Vi
Şekil 3.12
C
iLB iD
D Q
CL
RL
V0
Manyetik Kuplajlı Cuk Konverteri
verilirken bir yandan LB bobininde depo edilir. LB bobinindeki akım değişmesi d i LB VC − V0 = dt LB
(3.52)
eğimine sahiptir. V LA = Vi , i D = 0 Q anahtarı kesime alındığında D diyotu iletime geçer ve C kondansatörü şarj olur. Kararlı durumda kondansatör, kaynak gerilimi ve bobin geriliminin toplamına eşit bir gerilime kadar şarj olur. LB bobininin sol ucu toprağa bağlanmış olur ve manyetik alanında depo edilen enerji yük devresine aktarılır. Bobin akımları d i LA VC − Vi = dt LB değişimlerini gösterir.
(3.53)
- 41 -
BÖLÜM 4
TRANSFORMATÖR İZOLASYONLU KONVERTERLER Bir önceki bölümde incelenen konverterlerin girişi ile çıkışı arasında bir yalıtım olmaması ve birden fazla çıkış alınamaması önde gelen dezavantajlarındandır.Eğer giriş enerjisi bir transformatör yardımıyla çıkış devresine alınırsa hem DC çıkış ana girişten yalıtılmış olur, hem de birden fazla sekonder sargısı oluşturularak çok çıkışlı kaynak elde edilebilir.Ayrıca sekonder sarım sayısı değiştirilerek girişe göre yüksek değerli veya yüksek değerli bir çıkış kolayca gerçekleştirilebilir.Bu uygulama anahtarlamalı güç kaynaklarının kullanım alanlarının artmasını sağlamıştır Transformatör kullanımının avantajlarının yanında bazı dezavantajları da mevcuttur. Primer endüktansı bazı şartlarda ters yönlü gerilim üretir.Bu ters gerilim bazı problemlere yol açabilir. Transformatörün istenmeyen kaçak endüktansı anahtarlama anlarında yüksek gerilim pikleri oluşturabilir.Özellikle yüksek frekanslarda çalışan devrelerde bu ön plana çıkar.Ayrıca fuko akımı kayıpları, bakır kayıpları ve histerisiz kayıpları gibi ilave kayıplar ortaya çıkar. İzoleli konverterler çeşitleri aşağıdaki gibi sınıflandırılabilir; 1- Forward konverter 2- Flyback konverter 3- Yarım köprü konverter 4- Tam köprü konverter 5- Push-Pull konverter
- 42 -
4.1 Forward Konverterler Şekil 4.1'de konverterin devre yapısı ve şekil 4.2'de ideal dalga şekilleri gösterilmektedir.4 kW 'a kadar olan güçlerde genelde çok kullanılan bir tiptir. Transformatör kullanımı giriş geriliminden daha yüksek değerli bir çıkış gerilimi elde etme imkanı verir.Ayrıca çıkışta birden fazla sekonder sargısı kullanılarak çok çıkışlı bir kaynak elde etme imkanı vardır.Ancak transformatörde ters mıknatıslanma sargısı adı verilen ilave bir sargıya ihtiyaç vardır.Anahtarın iletim süresi içinde transformatörde biriken manyetik enerji ilave sargı aracılığı ile besleme kaynağına geri verilir.
Np Lp
NS LS
NM LM
D
L
V0
+ V2
C
D1
D′
DM
Q
V2′
-
vD
v′D
CL
L′
D1′
RL
V0′ C′L
RL′
T1
Forward converter
T2
PWM Vref L p = LM
Şekil 4.1 Devre
yapısı
itibariyle
Forward Konverteri Bağlantı Şeması basit
olup
tek
eleman
kullanılması yeterlidir.
Forward konverterden uygun ve verimli çıkış alınabilmesi için çıkışa filtreleme bobininin konulması
gerekir.
Prımer
ve sekonder sargılarının polariteleri aynıdır.
Devrenin kararlı hale geçtiği düşünülerek çalışması incelenirse:
- 43 -
t = 0 anında Q anahtarı iletime sokulur ve 0 < t < λ T aralığında iletimde tutulur. Girişten alınan enerji yüke ve CL kondansatörüne aktarılır. Aynı zamanda transformatörün primer akımı lineer olarak yükselir. D diyotu iletimde, Di diyotu ise kesimdedir. V p = Vi V2 = Vi ⋅
Ns = vD Np
(4.1)
1 N d i L V2 − V0 = = Vi ⋅ s − V0 L dt L Np
(4.2)
i D = i L , i1 = 0 i dır. t = λ T anında Q kesime geçirilirse, transformatörün primerinden geçen p akımı sıfıra iner ve sargı uçlarındaki gerilimler yön değiştirir. D diyotu kesime geçer , ID = 0 olur.Ters mıknatıslama bobini konulmamış olsa primer ve sekonder sargısında oluşacak ters gerilim çok yüksek değerlere ulaşacaktır.Bu gerilim Q anahtarı ve çıkış doğrultucularının tahrip olmasına sebep olacaktır. LM reset sargısının konulması ile Q anahtarı kesime alındığında mıknatıslama akımı Dmyoluyla şebekeyegeri verilmiş
olur. Böylece ters emk'nın
değeri
anahtarlama
elemanı ve sargılar için güvenli bir seviyede tutulmuş olur. N s=NP eşitliği varsa anahtar üzerindeki gerilim giriş geriliminin iki katıdır.
λ T < t < T aralığında Q kesimde tutulur. DM diyotundan i M akımı geçer ve LM uçlarındaki gerilim Vi değerine eşittir. 4.2 Fly Back Konverterler En basit yapıya sahip olan ve en az eleman kullanılan izoleli konverterdir.Anahtarlama elemanı iletimde iken transformatör manyetik alanında depo edilen manyetik enerji T2 süresince yük ve Ci. kondansatörüne aktarılır.Daha çok 150 watt'a kadar olan güçlerde kullanılır.Bunun yanında < 5000 V, 15 W gibi yüksek gerilimli düşük güçlü devreler içinde kullanılmaktadır.Televizyon alıcılarında bu tip konverter kullanılır.
- 44 -
Bütün forward tipi konverterler için çıkış filtreleme bobini gerekirken flayback konverterlerde buna ihtiyaç yoktur.Fakat pratikte yüksek frekanslı anahtarlamadan dolayı oluşacak gürültüleri bastırmak için çıkış kondansatörü ile doğrultma diyotu arasına küçük bir bobin koymak gerekebilir.Yeterli enerjinin depo edilebilmesi için transformatörde büyük kesitli ve hava aralıklı nüve kullanılmalıdır.Ayrıca yüksek gerilimli serbest geçiş diyodu da gerektirmezler.Çok çıkışlı devrelerde bu önemli bir avantajdır. Bir flayback konverterden 10 ve daha fazla çıkış almak mümkündür. 4.2.1
Kesintisiz Mod'da Çalışma
t =
0
anında O tetiklenir
ve
0
< t < λT aralığında iletimde tutulur. Bu
durumda aşağıdaki eşitlikler geçerlidir. dii Vi = dt V p
(4.3)
iletim periyodu süresince şebekeden alınan enerji primer endüktansta depo edilir. Depo edilen toplam enerji W =
1 ⋅ Lp ⋅ i 2 2
(4.4)
dir. t = λT anında Q kesime alınır. Transformatörden geçen akımın ani olarak kesilmesi
ile birlikte transformatör bobini uçlarındaki gerilimler yön değiştirir. D iletime geçer ve i D akımı geçmeye başlar. Çıkış filtre kondansatörü şarj edilir ve yük beslenir. λT < t < T aralığında Q kesimdedir, i D akımı lineer şekilde azalarak akmaya devam eder. V di D =− 0 dt Ls
(4.5)
v 2 = V0 v p = −v 2
Np Ns
= −V0
Np Ns
(4.6)
- 45 -
v DS = Vi − V P = Vi + V0
v p = −v 2
Np Ns
= −V0
Np Ns
(4.7)
Np Ns
(4.8)
t = T anında Q tekrar iletime sokulur. Bobin uçlarındaki gerilimler tekrar yön değiştirir. D kesime geçer ve aynı çalışma tekrar eder.
Q’nun iletimdurumu
v DS v DS =Vi + 0
vp
kesimde
iletimde
kesimde
iletimde
Np Ns
λT
V0 T
T +λ T
2T
v p =Vi
0 t
vp
v2
Np =− V0 Ns
v 2 =V0
0
t
v2
Ns =− v1 Np
ii 0
λT
T
T +λ T
2T
t
λT
T
T +λ T
2T
t
iD 0
V0
λ Ns V0 = Vi 1 −λ N p
0 t
Şekil 4.2
Flyback konverter dalga şekilleri (kesintisiz çalışma için)
Karalı halde transformatördeki enerji aktarımından çıkış gerilimi elde edilebilir.
- 46 -
Vi λ ⋅ T V0 (1 − λ ) ⋅ T − =0 Np Ns
(4.9)
Ns λ ⋅ N p 1− λ
V0 = Vi
(4.10)
Şebekeden çekilen ortalama akım, V0 I 0 N s λ = ⋅ I0 Vi N p 1− λ
Ii =
(4.11)
dir. Bu aynı zamanda anahtardan geçen ortalama kollektör akımına eşittir.Daha önce belirtildiği gibi flyback konverterleri buck-boost konverterinin izoleli olanı gibi düşünülebilir. Akım ve gerilim dalga şekilleri aşağıdaki hususlar hariç benzerdir. Transformatör dönüştürme oranı (Ns / Np ) ile orantılı olarak çıkış gerilimi veya akımı, arttırılabilir veya azaltılabilir. Buck-boost konverterde V0 =
λ Vi 1− λ
(4.12)
iken flyback konverterde V0 =
Ns λ Vi N p 1− λ
(4.13)
dir. 4.2.2
Kesintili Mod'da Çalışma
Kesintili çalışmada çıkış gerilimi; transformatör primer endüktansı, çalışma frekansı, yük akımı, giriş gerilimi, dönüştürme oranı ve bağıl iletimde kalma süresine bağlıdır. Anahtarın
iletimde
kalma
süresince
şebekeden
çekilen
enerji,
kesim
süresi
tamamlanmadan sekondere aktarılır.Anahtarı tekrar iletime girmeden önce transformatör sargılarından akım geçmeyen ölü bir zaman vardır.Kesintili çalışmaya ait dalga değişimleri Şekil 4.3'de gösterilmiştir.
- 47 -
T1 ve T2 süreleri boyunca akım ve gerilim dalga şekilleri değişim itibariyle aynıdır. Td ölü zaman içinde akım ve gerilim değişimleri aşağıdaki değerleri alır. v 2 = v p = i D = ii = 0 VDS = Vi Kesintili çalışma için çıkış gerilimi V0 = VİN λ 4.2.3
RL 2 fLP
(4.14)
Kesintili Çalışma ile Kesintisiz Çalışma'nın Karşılaştırılması
a- Kesintili çalışmada yük akımı veya giriş gerilimindeki ani değişikliklere karşı geçici çıkış gerilim dalgalanması daha düşüktür. b- Kesintili çalışmada sekonder pik akımı kesintisiz çalışmaya göre iki veye üç kat daha fazla olabilir. Bu yüksek pik akımdan dolayı anahtarın kesime geçiş anında çıkış geriliminde geçici dalgalanma daha yüksek olur. Bu dalgalanmayı bastırmak için L ve C değerinin arttırılması gerekir. Dalgalanmaya bağlı olarak daha yüksek RFI ortaya çıkar. c- Kesintili çalışmada efektif sekonder akımı kesintisiz çalışmaya nazaran iki katına kadar çıkartılabilir. Akımın artması sebebi ile sekonder sargı kesitinin yükseltimesi gerekir. d- Kesintili çalışmada primer pik akımları kesintisiz çalışmadakinin yaklaşık iki katıdır. Bu pik akımlara dayanabilecek daha yüksek akımlı anahtarlama elemanına ihtiyaç vardır. e- Sabit bir yük direnci için diğer parametreler değiştirilmemek şartı ile, çıkış gerilimi kesintili çalışmada X ile doğru orantılı iken kesintisiz çalışmada bu ilişki lineer değildir. Kesintili çalışmanın bütün bu dezavantajlarına rağmen kesintisiz çalışmadan daha yaygın olarak kullanılır. Bunun sebeplerinden birincisi yukarıda belirtildiği gibi yük akımı veya giriş gerilimindeki dalgalanmalar sonucu daha az çıkış gerilim dalgalanmasının olmasıdır. İkincisi ise kesintisiz çalışmada gen beslemeyi kararlı hale getirmek için hata dedektörü bant genişliğinin önemli ölçüde azaltılması zorunluluğudur.
- 48 -
NI
NPİP
NS İS
0
t
VS VP
0
N − V0 P NS
t
VS + V0
NP NS
V DS VS 0
V2
t
V0 0
t
N − VS S NP
I0 IC
0
t
T1
T2
T
TD
- 49 -
Şekil 4.3 4.3
Flyback Konverterde Kesintili Çalışma Dalga Şekilleri Push Pull Konverter
Düşük çıkışlı özelliğe sahip olan bu güç kaynağı, yüksek frekanslı push-pull türü bir inverterin çıkış geriliminin doğrultulup filtre edilmesiyle elde edilmiştir.Sadece iki transistör ile gerçekleştirilebilen bu inverter türü, orta uçlu primere sahip olan bir transformatör ile gerçekleştirilmektedir.Bu güç kaynağı, endüstride en yaygın olarak kullanılan en basit ve en ucuz güç kaynağıdır. 4.4
Yarım Köprü Konverter Bu tip konverterde anahtarlama elemanı üzerindeki maksimum gerilim giriş
gerilimine eşittir.Bu nedenle 220 V girişli devrelerde yaygın olarak kullanılır. Transformatör kullanımı optimumdur.Primer kaçak endüktansından dolayı oluşan pikler kolayca DC besleme barasına aktarılabilir.Ayrıca kaçak endüktansta depo edilen enerji, direnç üzerinde harcanmak yerine besleme kaynağına geri verilebilir.Şekil 4.4'de yarım köprü konverterin devresi ve Şekil 4.5'de ise kesintisiz çalışmaya ait ideal dalga değişimleri görülmektedir. Push-Pull konverterin dalga şekilleri ile yarım köprü konverterin dalga şekilleri karşılaştırıldığında
aynı
olduğu
görülecektir.Devrenin
çalışması
aşağıdaki
gibi
açıklanabilir: Devredeki Cı ve C2 kondansatörleri yüksek ve eşit değerli kapasiteye sahiptir. Kararlı V 1 V) ( ± 2 2 değerine sahip halde her bir kondansatörün uçlarındaki gerilim dir. Böylece i
i
iki yönlü kaynak elde edilmiş olur. Gerilimde tam kararlılığı sağlamak için Devredeki Cı ve C2 ye paralel olarak eşit ve yüksek değerli direnç bağlanabilir. Böylece primer sargısına uygulanan gerilim giriş geriliminin yan değerine eşit olur. Q1 iletimde iken Q2 kesimde, Q2 iletimde iken Q1 kesimdedir. Primere uygulanan gerilimler sırasıyla, Q1 iletime sokulduğunda V p = 1 Vi 2 her iki eleman da kesimde iken,
- 50 -
Vp = 0
•
Tr 1
V DS1
vp
C1
Np
•
•
1 Vi 2
•
T
Vi Ns
Tr2
•
Ns
•
1 Vi 2
C2
VDS2
•
•
vs2
iL
L
vd
CL
RL
V0
vs1
Şekil 4.4
Yarım Köprü Konverter Devresi
Q2 iletimde iken , 1 v p = − Vi 2 gerilim değerlerine sahiptir. Çıkış geriliminin elde edilmesi Push-Pull konverterdeki ile aynıdır. Tek farklı olan yanı ise primere uygulanan gerilim Vi yerine V0 = 2λ ⋅
V0 = λ
Vi
2 ‘dir.
Ns 1 ⋅ Vi Np 2
(4.15)
Ns ⋅ Vi Np
(4.16)
dir. Sürme devresi tasarlanırken Tr1 ve Tr2 nin aynı anda iletimde kalmamasına dikkat edilmelidir. Her iki elemanda iletimde kalırsa yarı iletken anahtarlar tahrip olur.
- 51 -
Anahtarlama
elamanlarının
açma
kapama
karakteristikleri
tam
eşit
değilse
transformatörde artık mıknatıslanma oluşur.Mıknatıslanma her periyodun sonunda artış gösterir ve sonuçta doymaya neden olur.Transformatörün primer sargısına seri olarak bir dengeleme kondansatörü ilave edilerek doyma engellenebilir.
- 52 -
v CE1 0
λT
t
T
v CE2 0
vp
t
v p = 1 Vi 2
0
vs2
t
N v s 2 = 1 Vi ⋅ s 2 Np
v p = − 1 Vi 2
0
t
vs 2
N = − 1 Vi ⋅ s 2 Np
N v s1 = 1 V i ⋅ s 2 Np
vs1 0
t
v s1
iL 0
N = − 1 Vi ⋅ s 2 Np di L V0 =− dt L
di L Ns 1 = ( 1 Vi −V0 ) dt L 2 Np
t
N v d = 1 Vi ⋅ s 2 Np
vd 0
t
V0 = λ V0
Ns Vi Np
0
t
Şekil 4.5. Yarım Köprü Konvertere ait Dalga Şekilleri. 4.5 Tam Köprü Konverter Tam köprü konverter bağlantı şeması Şekil 4.6'de , dalga şekilleri Şekil 4.7 ‘de görülmektedir.Primer uçlarına uygulanan gerilim yarım köprüdeki
Vi
2 değerinin iki katı
- 53 -
olan Vi değerine sahiptir.Anahtarlama elemanları gerilim yarım köprüdeki gibi giriş geriliminin yarısıdır.Ancak tam köprü konverterde dört adet elemana ihtiyaç vardır. Tr1 ve Tr2 çalışma periyodunun bir yarısında iletime sokulurken Tr3 ve Tr4 diğer yarısında iletime sokulur.Sekonder devrede oluşan alternatif gerilim D5 ve D6 diyotları vasıtasıyla doğrultulur.Daha sonra L ve CL filtre devresi ile süzülür. Vi giriş geriliminin yüksek olduğu yerlerde rahatlıkla kullanılabilir.
•
Tr1
Tr3
vp Np
•
•
•
T
Vi Tr4
Ns
•
Ns
•
Tr2
•
•
vs2
iL
L
vd
CL
vs1
Şekil 4.6
Tam Köprü Konverter
Yarı köprüde vp+Vi/ 2 ve –Vi /2 arasında değişirken tam köprü devresinde +Vi ve -Vi arasında değişir. Dolayısıyla çıkış gerilimi, yarı köprüdekinin iki katına eşittir V0 = 2λ ⋅
Ns ⋅ Vi Np
(4.17)
RL
V0
- 54 -
v CE1 0
λT
t
T
v CE2 0
vp
t
v p = Vi
0
vs2
t
vs 2
v p = −Vi
N = Vi ⋅ s Np
0
t
v s 2 = −Vi ⋅ vs1
v s1 = Vi ⋅
Ns Np
Ns Np
0
t
Ns Np V di L =− 0 dt L
v s1 = −Vi ⋅
iL 0
N di L 1 = (Vi s − V0 ) dt L Np v d = Vi ⋅
vd
t
Ns Np
0
t
V0 = 2λ
V0
Ns Vi Np
0
t
Şekil 4.7
Tam Köprü Konverter Dalga Şekli
- 55 -
4.6.
Rezonans Devreli Konverterler
Bir anahtarlamalı güç kaynağında çalışma frekansı yükseldikçe gerekli L C filtre elemanı ve güç transformatörünün boyutları küçülür. Ancak frekansın yükselmesi ile birlikte anahtarlama kayıpları artar. Çok yüksek frekanslarda bu kayıplar aşırı derecede yükselir. Bir yandan boyut küçülürken diğer yandan soğutmak için gerekli elemanların kullanılması ile birlikte artış da gösterir. Rezonans devreli bir konverterde ise anahtarlama işlemi akım veya gerilimin sıfır yada sıfıra yakın olduğu anlarda yapıldığından kayıplar azalır ve çok yüksek frekanslara çıkmak mümkün olur. Rezonans konverterler, PWM kare dalga konverterlerdekinin tam aksine yüksüz çalışma, kısa devre, yük ve şebekedeki büyük değişikliklere karşı esnek değildir. PWM kare dalgaya nazaran daha yüksek akımlı anahtarlama elemanı kullanmak gerekir. Bazı devrelerde elemana gelen gerilim daha yüksektir. 4.6.1.
Sözde Rezonans Konverterler
Sözde rezonans konverterlerde anahtarlama elemanı ya sıfır gerilimde iletime sokulur yada sıfır akımda iletimden çıkarılır. Rezonans konverterlerde rezonans devresi güç dünüştürme devresinin bir bütünü iken sözde rezonans konverterde anahtarlama elemanının açma yada kapama anlarında sıfır akım veya gerilim oluşturmak için kullanılır. Yarı rezonans konverterde, rezonans devresi kaldırılarak normal bir konverter devresi elde edilebilir. Yarı rezonas konverterlere örnek olarak iki tip incelenecektir. Birçok tipleri mevcuttur. 4.6.2. Sıfır Akım Anahtarlamalı Yarı Rezonans Konverter Örnek olarak Şekil 4.7'de gösterilen sıfır akım anahtarlamalı buck konverter ele alınabilir. Burada akımın sıfır olduğu noktada anahtarlama elemanı kesime alınır. Rezonans devresinin elde edilmesi için L1ve C1 elemanlarının bir buck konvertere ilave edilmesi yeterlidir.
- 56 -
D1 v1
iCE i 1
iL
L1 vGE
iDf C1
Vi
Df
V0
L CL
RL
Şekil 4.7. Sıfır Akım Anahtarlamalı Buck Konverter Devrenin çalışması incelenirken yük akımı sabit kabul edilmiştirYük akımı D f diyodu aracılığıyla devresini tamamlarken t=0 anında güç anahtarı iletime alınırsa iL akımı L1 bobininden akmaya başlar. t = t1 de i1=iL ve iDf=0 değerine ulaşır ve Df kesime geçer. Bu ana kadar v1 ucundaki
Vi gerilim sıfırdır. Bu durumda
i1 = i L + V1
C1 L1
C1 1 ⋅ sin ⋅ (t − t1 ) L1 Ll C1
değerine sahip sinüsoidal bir akım geçer.i1 akımı
(t1
(4.18)
şeklinde değişim gösterir. C1 'in tamamen şarj olmasından sonra yani maksimum gerilime ulaştıktan sonra ters salınıma başlar. Kondansatör akımı yük akımına eşit olana kadar D1 iletime girmez.
- 57 -
t=t2’de -iC = IL, t2
i1=0 olur ve D1 iletime girer.Kondansatör enerjisi boşalana kadar
aralığında anahtarlama elemanı üzerindeki akım sıfırdır.Bu aralıkta eleman
kesime alınır. v GE
tON
t ON
0
t
v1
0
t
t1
i1
iL 0
t1
t2
t3
t
iDS
0
t1
Şekil 4.8
t2
t3 Sıfır akımda kapama aralığı
t
Sıfır Akım Anahtarlamalı Buck Konverter Gerilim ve Akım dalga Şekilleri
Sıfır akımda anahtarlama durumu her zaman elde edilemeyebilir. Bu durum yük akımı ve giriş gerilimine bağlıdır. Birçok sözde rezonans konverterlerde uygun çalışmayı sağlamak için sınırlı bir çalışma bölgesi vardır.
Çıkış geriliminin ayarlanmasında PWM kullanılamaz. fp anahtarlama frekansı değiştirilerek V0 kontrol edilebilir.
- 58 -
4.6.3
Sıfır Gerilim Anahtarlamalı Sözde Rezonans Konverter
Sıfır gerilim anahtarlamalı sözde rezonans flyback konverter devresi Şekil 4.12’de gösterilmiştir. L1 ve C1 elemanları kullanılarak, güç anahtarının iletime sokulması için sıfır gerilim oluşturulur. Güç anahtarı iletimde iken i1 akımı geçmektedir. t=0 anında güç anahtarı kesime
alınır.
Transformatörün primer sargısı akım
kaynağı gibi davranır ve C1 kondansatörünü şarj eder. t = ti de v1 gerilimi Vi + (N2/N1).V0 değerine ulaştığında, primer gerilimi vp çıkış doğrultucusu D2 yi iletime sokacak bir vs gerilimi üretmek için yeterli olacaktır. t=t1 deki eşdeğer devre Şekil 4.14’te gösterilmiştir. i1=iL,v1=Vi+NV0 Başlangıçtaki şartlar göz önüne alınarak süperpozisyon teoremi ile geriliminin değişimi elde edilir.
v1 = (Vi +
v11 = i L ⋅
N2 L 1 V0 ) + i L 1 sin (t − t 2 ) N1 C1 L1C1
(t1
L1 1 sin (t − t 1 ) C1 L1C1
(4.19)
(4.20)
t=t2 anında D1 diyodu iletime geçeceğinden noktalı olarak çizilen değişimler görülmez ve v1= 0 değerine düşer.Çıkış gerilimi darbe frekansı değiştirilerek ayarlanır.
- 59 -
D2
•
a
L2
•
L3
CL
RL
i1 L1
Vi
D1
C1
vGE
Şekil 4.9. Sıfır Gerilim Anahtarlamalı Flyback Konverter
v GE
T2
T1
T2
0
t
v1
V i+aV 0
0
t1
t2
t3
Şekil 4.10. Sıfır Gerilim Anahtarlamalı Flyback Konverter Gerilim Dalga Şekilleri
t
- 60 -
Vp =aV
0
i1=i L
(t=t 1)
L1 vi C1
v 1=V i+aV (t=t 1)
0
- 61 -
Şekil 4.11
(t1 < t < t2 ) aralığı için eşdeğer devre
v11 L1 C1
iL
0
t1
t
v1
0
t1
t2 Şekil 4.12
4.6.4
L1 C1
iL
t3
t
(t1 < t < t2 ) aralığı için dalga şekilleri
Rezonans Konverterler
Daha önce anlatılan sözde rezonans konverterler sadece anahtarlama elemanının açılıp kapatılması esnasında sıfır gerilim veya akım üretirler.Güç dönüştürülmesinde herhangi bir aktif işlem yapmazlar. Rezonans konverterler ise, rezonans devresi sinüzoidal bir akım elde etmek için kullanılır.Akımın değişimi sinüzoidal olduğu için rezonans konverterlerde di/dt oranı daha düşüktür.Ani akım değişikliklerinin olmaması daha az EMİ ve RFI
- 62 -
etkisinin ortaya çıkmasını sağlar.Rezonans konverterlerde genelde transformatörün primer sargısı rezonans devresinin bir elemanı olarak kullanılır. Rezonans konverterler akım beslemeli veya gerilim beslemeli olabilir. Akım beslemeli bir konverterde de kaynak ile rezonans akımın oluşacağı devre arasına seri olarak bir bobin bağlanır. Akım beslemeli konverterde de kaynak gerilimi yüksek frekansta kıyılarak rezonans devresine uygulanır. 4.6.5
E Sınıfı Rezonans Konverter
Bir E sınıfı rezonans konverterin temel devresi Şekil 4.13'de gösterilmiştir. Bu devre akım beslemeli rezonans konvertere bir örnektir. Şekil 4.14'de v geriliminin değişimi gösterilmiştir. Q anahtarı iletime sokulduğunda Lp de enerji depo edilir. Q iletimden çıkarıldığında ilp akımı rezonans devresini rezonans oluşturması için zorlar. Normal çalışma müddetince ilc rezonans akımı anahtarlama periyodunun bir bölümünde çok yüksek değere çıkar ve D1 diyodu iletim yönünde kutuplanmış olur. Q anahtarının tekrar iletime sokulması ve LP bobininde tekrar enerji depo etmesi bu sürede gerçekleşir. D1 in uçlarında iletim durumunda sıfıra yakın bir gerilim oluşmasından dolayı anahtarlama kayıpları çok düşüktür.
i LP
Lp + Vi
LF
V0
Q D1
Şekil 4.13.
v
i LC
CL
E Sınıfı Rezonans Konverter
E sınıfı rezonans konverterin sürülmesi kolaydır.Yüksek frekanslarda rahatlıkla çalışabilir. Ancak Q anahtarının iletime sokulacağı süre dahilinde D1 diyodunun iletime
RL
- 63 -
girmesini sağlayacak kadar kuvvetli bir ilc akımı olması gerekir. Aksi takdirde anahtarlama gerilimin sıfırın olmadığı noktalarda gerçekleşir. Kayıplar artar. t2
t1
t2
t1
t2
v
t
Şekil 4.14 V Geriliminin Değişimi
4.6.6
Paralel ve Seri Rezonans Konverter
Çıkış gücü LC rezonans devresinden iki yolla alınabilir.Biri seri rezonans oluşturarak diğeri ise paralel rezonans oluşturarak almaktır.Bu duruma bağlı olarak seri veya paralel rezonans konverter elde edilmiş olur. Seri rezonans konverter yüksek gerilimli kaynaklar için kullanılır.Yüksek çıkış gerilimi için kullanılacak süzme bobini bu gerilime dayanıklı olmalıdır.Gerilim arttıkça bobin boyutları artar ve bobin hantallaşır. Bu nedenle çıkış bobini genelde kullanılmaz.Paralel rezonans konverterde ise düşük gerilim ve yüksek akımlı devreler için kullanılır.Çıkışta kullanılan bobin çıkış kondansatöründeki gerilim dalgalanmasını sınırlar. Paralel rezonans konverterin bir dezavantajı da düşük yüklemedeki rezonans akımının normal yüklemedeki akımdan daha düşük olmamasıdır.Bu sebeple anahtarlama elemanındaki kayıplar eşit olacağından nominal gücün altındaki yüklerde verim düşüktür.
- 64 -
Seri rezonans konverterde ise verim her iki durumda da yüksektir.Sabit bir yük gerilimi için, yük akımı azaldığında anahtarlama elemanından geçen akım da azalır.Bu sebeple hem düşük hem de normal yüklemede verim yüksektir. Seri rezonans konverter akım beslemeli olarak, paralel rezonans konverter ise gerilim beslemeli olarak incelenebilir.Yukarıda belirtilen avantaj ve dezavantajlar ışığında dc/dc bir rezonans konverter için seri rezonans konverter iyi bir seçim olacaktır. Yarım köprü seri rezonans konverter devresi Şekil 4.15'de, tam köprü devresi ise Şekil 4.16'da gösterilmiştir. Yarım köprü devreye ait dalga şekilleri ise Şekil 4.17'de görülmektedir. Yarım köprü devresinde Q1 tetiklendiğinde L1,L3,LP ve C3 uçlarına +Vi/2 değerinde bir gerilim uygulanır. C3 kondansatörü Lı,L3,LP ile rezonansa girer ve şekil 4.20'de gösterildiği gibi Q1 den yarım sinüs dalgası şeklinde bir akım geçer. Q1'e ait rezonans yarım periyodun sonunda (t = t1) akım yön değiştirir. Q1’e paralel olarak bağlı bulunan D1 diyodu iletime girer. tcr < t
|
Rezonans devresinin periyodu
Tr1 = 2π ( L1 + L3 + LP )C3
(4.21)
dir. Düşük yüklerde diyotun iletim suresi ile tristörün iletim süresi eşittir.(t cr = td ) Yükün artması ile birlikte tcr ve Ipq artar, Ipd azalır.
- 65 -
D1 Q1 C1 L1 NP
Vi
C3
L3
T1 NS
L2 Q2
C2
D1
Isr
V0
C0
Şekil 4.15.
R0
Yarım köprü seri rezonans konverter devresi
Q3
Q 1 L1 T1
Vi
C3
L3
L2 Q4
Q2
V0
C0
Şekil 4.16.
Tam köprü seri rezonans konverter devresi
R0
- 66 -
T Q1 T
Q2 Ip q
Q1 ak ım ı tCR
td
0
Tr
Tr
1
2
D1 ak ım ı I pd
Q2 ak ım ı 0 D2 ak ım ı
Isr do
ğrultulm uş
sekonder akım ı
0
Şekil 4.17. Yarım köprü seri rezonans konverter dalga şekilleri
Tristörün emniyetli bir şekilde sönmesi için tq < td olmasına dikkat edilmelidir. Akım benzer şekilde Q2 ve D2 den geçer.Akımların değişimi Şekil 4.20'de görüldüğü gibidir. Çıkış devresinde Np / Ns oranına bağlı olarak bir gerilim elde edilir.DC çıkış gerilimi Isr ile R0 direncinin çarpımı kadardır.Çıkış gerilimi ayarlanmak istendiğinde tristörleri tetikleme frekansları değiştirilir. LC devresi ile rezonansa giren normal yük empedansı LC toplam empedansına kıyasla küçük olduğu için çıkış kısa devre olsa bile devre herhangi bir zarar görmez. Ancak çıkış yükü açık devre olursa problemler ortaya çıkar. Bu nedenle hiçbir zaman yüksüz olarak çalıştırılmamalıdır. Yarım köprü paralel rezonans konverter devresi Şekil 4.21'da gösterilmiştir. Transformatörün primerine yansıyan çıkış yükü C3 rezonans kondansatörünün uçlarındaki gerilim ile beslenir. Konverterin kısa devre olmamasına dikkat edilmelidir.
- 67 -
D1 Q1 C1 L1 C3
L3
Vi
L2
T1 Q2
C2
D1
V0
L0
C0
Şekil 4.18
R0
Paralel rezonans konverter
BÖLÜM 5 UYGULAMA DEVRESİ
Bitirme
tezi
konusu
buck(düşürücü)
tipi
anahtarlamalı
güç
kaynağı
uygulamasıdır.Yapmış olduğumuz AGK başlıca iki ana kısımdan oluşmaktadır. •
Kontrol Devresi
•
Ana Akım Devresi
Bu iki kısmın çalışma prensipleri ve devre şemaları aşağıda detaylı biçimde anlatılmıştır. 5.1.1
Çift Yönlü Güç Kaynağı
- 68 -
Devrenin kontrol amacıyla kullanılan tüm kısımları tek kaynaktan beslenmektedir.Bu beslemeyi sağlamak amacıyla çift yönlü DC güç kaynağı kullanılmıştır.Güç kaynağı şebekeden beslenmekte olup -15 ve +15 volt’luk çıkışlar vermektedir.Kaynakta 220 / 2*15V – 4W değerlerine sahip besleme trafosu kullanılmıştır.Şebekeden gelen gerilim besleme trafosunda düşürüldükten sonra 1N4007 diyotlarıyla oluşturulan tam köprü devresi ile doğrultulduktan sonra 7815 ve 7915 regülatör entegrelerinden çıkışlar alınmıştır.Çıkışta kullanılan kondansatör ve dirençler, çıkış geriliminin daha kararlı bir hal almasını sağlamaktadır.Devre şeması aşağıda verilmiştir. Çift Yönlü DC Güç Kaynağı
+
7815
1N4007
1000 MİKRO F 25 V DC
10 K OHM
1M İKRO F 25 V DC
100 NANO F 63 V AC
V DC
0
1000 MİKRO F 25 V DC 1N4007
1M İKRO F 25 V DC
10 K OHM
100 NANO F 63 V AC
V DC 7915
5.1
-
Çift Yönlü Güç Kaynağı Devre Şeması
5.1.2 DC PWM Kontrol Devresi Anahtarlamalı DC-DC dönüştürücülerde, bir anahtarlama periyodu içerisinde güç anahtarı iletim süresinin anahtarlama periyoduna oranı, darbe / periyot oranı veya bağıl iletim süresi olarak tanımlanır ve λ veya D ile gösterilir. Böylece bağıl iletim süresi için,
λ=
T1 ve 0 < λ < 1 Tp
(5.1)
yazılabilir. Bağıl iletim süresi λ ‘nın kontrolü ile DC çıkış geriliminin ayarlanması ve gerilimin kaynak gerilimi ile yük akımındaki değişmelere karşı regüle edilmesi sağlanmaktadır.
- 69 -
Bu dönüştürücüler genellikle darbe genişlik modülasyonu (PWM) tekniği ile kontrol edilir.Bu teknikte sabit çalışma frekansı altında güç anahtarının iletim süresi değiştirilerek , bağıl iletim süresi ve böylece DC çıkış gerilimi kontrol edilmektedir.Gerçekleştirilmesi de oldukça kolay olan PWM tekniğinde güç anahtarı kontrol sinyalinin nasıl elde edildiği ve kontrolün nasıl sağlandığı prensip olarak aşağıdaki şekilde gösterilmiştir. PWM tekniğinde istenen bir referans gerilim Vr ile geri besleme gerilimi V f ’nin bir amplifikatörden geçirilmesi ile bir kontrol gerilimi Vc elde edilmekte ve bu gerilim ile istenen frekansta testere dişi şeklindeki bir gerilim Vst ’nin karşılaştırılması ile güç anahtarının kontrol sinyali elde edilmektedir.Burada, referans giriş gerilimiyle DC çıkış geriliminin ayarı ve geri besleme giriş gerilimi ile DC çıkış geriliminin regülasyonu sağlanmaktadır.
Ur
+
Uf
-
Uc
+ -
Komparatör
Ust Şekil 5.2
DC PWM Blok Diyagramı
Aşağıda osiloskopta elde ettiğimiz üçgen ve referans gerilim dalga şekilleri bulunmaktadır.
- 70 -
Şekil 5.3 Referans gerilim ve üçgen dalga
Uygulama devresi için hazırlanan DC PWM kontrol kartının devre şeması aşağıdaki şekilde gösterilmiştir.Devrede kullanılan 500k Ω’ luk potansiyometre ile 1kHz ile 60kHz arasında frekans ayarı yapılmakta, 10kΩ’luk potansiyometre ile de λ ayarlanmaktadır.İlk etapta çift yönlü üçgen dalga ile ± 7.5 volt arasında değişen bir DC referans gerilimi karşılaştırılmakta ve çift yönlü bir PWM elde edilmiştir.Bu dalga 4148 diyotları ile tek yönlü hale getirilmiş ve 7048 entegresi (AND kapısı) ile PWM dalgasının çıkış ve iniş süreleri 250us’den 50 ns’ ye kadar düşürülmüştür.
- 71 -
500kohm
8,2k 680pF -
4,7k
4.7k
+
-
+
+15V -
4148
7408 PWM
+
6,8k
10k 10k 4148
10k
1nF 6,8k
-15V
DC PWM devre şeması
Şekil 5.4
PWM-testere dalga şekilleri 5V/div
- 72 -
5.1.3
ON-OFF Anahtarı
Bu devrenin kullanılış amacı AGK’ya şebekeden gerilim uygulandığında, IGBT’ye uygulanan
kontrol
sinyalinin,
kondansatörün
şarjından
sonra
verilmesini
sağlamaktır.Devrede kullanılan 741 entegresi bir opamp içermekte olup (+) ucuna bir swich ve kondansatör üzerinden uygulanan gerilim ile (–) ucuna uygulanan 7.5 V’luk referans gerilimini karşılaştırmaktadır.Kondansatör dolup (+ )uçtaki gerilim 7.5
V’a
ulaştığı an çıkış lojik 1 olmakta ve çıkışta kullanılan 4081 entegresi (AND kapısı) diğer ucundaki PWM sinyalini kendi çıkışına iletmektedir. Devrede kullanılan ON-OFF Anahtarı devre şeması şekilde verilmiştir.
15 V DC SWITCH
DC PWM SİNYALİ
47 K OHM
10 K OHM
4081
+ 741 _
220 K OHM
Ç
10 K OHM 10 K OHM
Şekil 5.5
ON-OFF Anahtarı devre şeması
10 K OHM
- 73 -
5.1.4
Sürme devresi Bu devrenin kullanılış amacı ON-OFF kartından alınan PWM sinyalini
kuvvetlendirerek IGBT anahtarlama elemanının kontrolünü sağlamaktadır.
+15 V
TLP250
C
1 O hm 1 .5 K
+15 PW M Sİ N .
100n F
1K
1K
0 E
Şekil 5.6 5.1.5
TLP 250 Entegresi ile hazırlanan sürme devresi
Kondansatör Şarj Devresi
Bu devre, kondansatörün şarjı için kullanılan direncin; şarj işlemi tamamlandıktan sonra devreden çıkarılmasını sağlamak için kullanılmıştır.Devre kartına enerji verilmesi ile rölenin bobin uçlarının enerjilenmesi arasında belli bir zaman farkı oluşturulmuştur.Bu geçen süre esnasında ana akım devresindeki kondansatör şarjını tamamlar ve sonra röle kontaklarını kapatır.Böylece akım sınırlayıcı direnç devreden çıkmış olur.
- 74 -
10 K OHM
47 K OHM
2,2 K OHM
15 V 470 OHM 2,2 K OHM
+
327
741 _
10 MİKRO F 15 V DC
10 K OHM
10 K OHM
470 OHM
337
RÖLE
0
Şekil 5.6.2
Kondansatör şarj devresi
5.2 ANA AKIM DEVRESİ Düşürücü (Buck) dönüştürücünün devre şeması ve bu devrenin kararlı rejimde çalışması ile ilgili temel dalga şekilleri aşağıda verilmiştir.Bu dönüştürücüde temel olarak güç anahtarı (IGBT) iletimde iken giriş gerilim kaynağı hem çıkışı besler hem de endüktansa ilave bir enerji enjekte eder.Güç diyotu iletimde iken ise endüktanstaki bu ilave enerji çıkışa aktarılır. Kararlı rejimde çalışan bu dönüştürücüde 0 ile giriş gerilimi arasında kontrol edilebilen bir DC çıkış gerilimi elde edilir.Güç elemanları giriş gerilimine maruz kalır.Endüktans, çıkışa seri bağlı olduğundan ortalama olarak endüktans akımı, çıkış akımına eşittir.Çıkış akımındaki dalgalanma ve gerekli kondansatör değeri çok düşüktür.Fakat giriş gerilim kaynağından çekilen akım çok dalgalıdır.
- 75 -
2 2 o h m -5 0 w a tt
V1
BU P 602D
IG B T
ÖRL E
1 0 0 k -2 W
1 0 0 0 m ik r o 450VDC
V2 V3
H IZ L I DİY O T
56k - 5W MO S SÜ R ME D EV R E Sİ
Şekil 5.7
Genel Devre Şeması
Şekil 5.8 IGBT VCE gerilimi
220uF 450V 2000uF 380V
- 76 -
Şekil 5.9 Endüktans uçlarındaki gerilim
- 77 -
Şekil 5.10
VKA Katot Anot gerilimi 100V/DİV
.
Şekil 5.11
Yük uçlarındaki gerilim 100v/div
- 78 -
Şekil 5.12 Yük uçlarındaki gerilim 20V GND aşağıda
- 79 -
Şekil 5.13
Gate Emiter arası gerilim 100 V/DİV
- 80 -
BÖLÜM 6
SONUÇ VE DEĞERLENDİRME
Anahtarlamalı güç kaynaklarında verim %70-%85 civarındadır.Yüksek frekanslı filtre elemanları ve transformatör kullanılmasıyla hacimleri oldukça düşüktür.Bir Lineer ve anahtarlamalı güç kaynağı karşılaştırılırsa aralarında güce bağlı olarak 4 ile 8 kat hacim farkı olduğu görülecektir.Bu ise yer açısından önemli bir farktır. AGK’larında devre yapısı daha karmaşık olup kontrol devresi gerektirirler.Ayrıca elektromanyetik girişim ortaya çıkarırlar.Manyetik girişimin kesinlikle olmaması istenen ortamlarda lineer güç kaynaklarının kullanılması uygundur. İzolesiz anahtarlamalı güç kaynaklarında bir tek çıkış vardır ve giriş-çıkış izolasyonu mevcut değildir.İzoleli olanlarda ise bir den fazla sekonder sargı kullanılarak birden fazla çıkış elde etme imkanı mevcuttur.Ayrıca trafo sarım oranı ayarlanarak istenen gerilim değerini elde etmek mümkündür. Rezonans devreli AGK’ların geliştirilmesi ile verim artmış hem de boyutlar küçülmüştür. Bir önceki bölümde tasarımı anlatılan ve gerçekleştirilen devre ile AGK’lardan yüksek verimin elde edilebileceği,hacim’in yüksek güce rağmen düşük olduğu,yüksek frekans kullanımıyla transformatör ve filtre boyutlarının önemli ölçüde düştüğü pratik olarak gözlenmiştir. Bazı
dezavantajlarının
yanında
anahtarlamalı
güç kaynaklarının
lineer
güç
kaynaklarına göre yüksek verim ve küçük hacimli olmaları günümüz teknolojisinde önemli bir avantaj olmasından dolayı dolayı uzun yıllardır kullanılan lineer güç kaynaklarının kullanım sahası giderek azalmakta ve yerini anahtarlamalı güç kaynaklarına bırakmaktadır.
KAYNAKLAR
- 81 -
•
Pressman Abraham I., Switching power supply design, Mc Graw Hill,1991
•
George C. Chrysisis High frequency switching power suppliers MC Graw 1989
•
Lee Yim-Shu, Computer aided analysis and design of switching mode power supliies 1991
•
Bird B.M.,King K.G,Peder D.A An introduction to power electronics, Willey 1993
•
Mohan, Underland, Robbins, Power electronics convertes applications and design,1995
•
Gülgün Remzi Güç elektroniği YTU yayınları ,1995
•
Gülgün Remzi,Sarul Hadi,Yıldırmaz Gülderen,Flyback konverterli yeni bir anahtarlamalı güç kaynağı tasaramı,Elektrik Mühendsiliği 6. ulusal kongresi
•
Güç Elektroniği uygulamaları 1,Hacı Bodur,2004
- 82 -
ÖZGEÇMİŞLER
Adı SOYADI:Emre KABACA Doğum yeri ve tarihi:ÇANKIRI-07-02-1983 Öğrenim durumu:Lisans Lise:Çankırı Fen lisesi-2001 Üniversite:Yıldız Teknik Üniversitesi Yabancı dili:İngilizce
Adı SOYADI:Murat ÇELİK Doğum yeri ve tarihi:SÖKE-26-02-1983 Öğrenim durumu:Lisans Lise:Çankırı Bandırma Ş.M.GÖNENÇ Lisesi-2001 Üniversite:Yıldız Teknik Üniversitesi Yabancı dili:İngilizce
Adı SOYADI:Erkin GİRGİN Doğum yeri ve tarihi:BURSA-07-02-1983 Öğrenim durumu:Lisans Lise:Bursa Atatürk Anadolu lisesi-2001 Üniversite:Yıldız Teknik Üniversitesi Yabancı dili:İngilizce
